Шахгильдян В.В. Проектирование радиопередатчиков (4-е издание, 2000) (1095865), страница 139
Текст из файла (страница 139)
Двукратный запас мощности Р „,б необходим для покрытия потерь во входной цепи оконечного усилителя (см. рис. 10.3). Тракт предварительного усиления проектируют по рекомендациям гл. 9. 10.4. Построение схемы оконечного усилителя Выходная пепь. Возбуждаемому электронным потоком резонатору, связанноыу с нагрузкой фидерной линией, соответствует эквивалентная схема (рис. 10.7,а) Наведенный ток протекает во внешней цепи, представленной парой комплексных проводимостеи Ум и У,„м.
Собственная ("холодная") проводимость У ГГ складывается из проводимости потерь С и в резонаторе и реактивнои составляющеи ~В м = ~(1+ 71| д//м)/Хсм. В этой формуле ЗсГт — характери- хйбт а) б) Рис. 10гт 618 стическое сопротивление резонатора; аа/ Гт — расстроика ненагруженного резонатора относительно его резонанснои частоты 1Гд. Последнюю принимают равной частоте излучения (несущей). Активная составляю- щаЯ С „Гг пРоводимости Уьэзг Учитывает пеРедачУ знеРгии в полезнУю нагрузку (фидер). Она зависит от величины сопротивления связи резонатора с фидером. Реактивная составляющая ~В „ГГ появляется при работе на несогласованныи фидер.
Процесс вэаимодеиствия электронов с электрическим полем зазора порождает проводимость электронного потока У,ГГ = С,м+ ~В,хГ. Частотные свойства резонатора определяет полная проводимость УГГ = У ГГ+ У,„я+ У,Гу. На резонансной частоте йеУГт = См = Серг+Сзязг+С,ГГ, а мнимая!ГпУГГ = 0 Эквивалентное, пеРесчитанное к зазоРУ сопРотивление нагРУзки В,м = 1/(Ськгг+С ГГ). Цепь возбуждается генератором тока, комплексная амплитуда которого 1ГГ = /УГГ1,Г~. Она задана коэффициентом электронного взаимодеиствия ДГГ и первой гармоникой конвекционного тока 1,ГГГ.
Эта функция практически линейна при небольших относительных амплитудах напряжения на зазоре, когда 6ГГ = Вм/Е, ( 0,8. Напряжение на зазоре ьгм = /ГГГ1еГГГ/ГГГ = 'ГГГГ1ыГГоГГ. При увеличении коэффициента использования напряжения бГГ рост КПД замедляется вследствие уменьшения наведенного тока. Это обстоятельство учитывают в эквивалентной схеме введением зависимости тока генератора (коэффициента взаимодействия ~Гт) и проводимости С,ГГ от напряжения 11Гу. Выходную цепь характеризуют коэффициентом передачи 1т „ 1ГГГ/1ГГт, Гдв КОМПЛЕКСНЫЕ аМПЛИтудЫ НаПряжЕНИя Ри На НаГруЗКЕ (падающей волны в выходном фидере), и 17ГГ на зазоре. Он равен К,„„= Гб,„в;,Гг В передатчиках спутниковои и тропосфернои связи чаще всего используют клистроны с внутренними резонаторами (рис.
10.7,6). Выходной резонатор такого прибора имеет фиксированную связь с нагрузкой (фидерной линией). Эквивалентное сопротивление нагрузки выходного резонатора Л ГГ, пересчитанное к зазору, при работе на согласованныи фидер (КСВН а 1) определяет конструкция прибора. Оно не регулируется. Максимальный КСВН на выходном фидере (в месте соединения последнего с ЭВП) не превышает обычно 1,1...1,2, но активная и реактивная составляющие входного сопротивления фидера все же зависят от длины фидера. Вносимое реактивное сопротивление компенсируют соответствующей расстройкои резонатора. Изменения активной составляющеи входного сопротивления не желательны.
Их устраняют включением в выходной фидер согласующего устройства (СУ). Цепи промежуточных резонаторов. Преимущественное распространение имеют одиночные контуры. Их цепи подобны выходнои, если конструкция прибора предусматривает связь с внешней нагрузкои. Чаще их затухание подбирают введением специальных поглощающих покрытий Требуемую проводимость С Гг устанавливают при изготовлении прибора так, чтобы иметь необходимое полное затухание данного резонатора. 619 Входная пень (рис. 10.8,а) включа- г ет источник возбуждения 1, развязывающее ГЖ 1;ь ферритовое устройство — вентиль или цир- з) кулятор 2, входной резонатор и соедини- .à — ), „.
~-ь 4 — « ~;~ — р~~ь ~-ь тельные фидеры И/1 и И/2. Развязывающее ' 1 . Г'~~я устройство обеспечивает работу возбудитег; лтг ля на согласованную нагрузку и независи- 1 м масть АЧХ клистронного усилителя от дли- В И ьт ны фидерной линии, соединяющей его вход с возбудителем, Возможность такого влияния 42 вызвана отсутствием согласования на фиде- ре М/2. Связь его с резонатором подбирается Рис. 10.0 такой, которая позволяет испольэовать частотные свойства входного контура при формировании АЧХ усилителя в целом.
Мощность возбуждения клистранного усилителя в соответствии с принятой схемой входной цепи определяют как мощность падающей волны во входном фидере 1тт2. В полосе частот значительная ее часть отражается от нагрузки. Развязывающее устройство рассчитывают на рассеяние мощности не меньшей, чем Р . При анализе частотных характеристик вводят в рассмотрение комплексный коэффициент передачи К „, под которым понимают отношение амплитуд напряжения Ут на входном (и = 1) зазоре и падающей волны ттвх во входном фидере, т.е.
Квх = Гтт/Увх Амплитуда Гтвх задана ЭЯС с генератора напряжения с внутренним сопротивлением гт = Иг „ (где И'℠— волновое сопротивление фидера): У „= стт2. ЭДС определяется мощностью возбуждения =Лт % .0 у* тт стет = т„ттт в'„„тт,, Ест — характеристическое сопротивление входного резонатора; Ят— полное сопротивление, пересчитанное к зазору. Пример схемы клистронного усилителя дан в 1 т.4. Входную и выходную цепи ЛБВ строят аналогично клистронным. 10,5.
Выбор режима усилителей При рассмотрении параметров ламп СВЧ в 1 1.6 отмечалось, что клистроны и ЛБВ желательно применять в режимах, которые определены техническими условиями на изделие. Режимом усилителя задают значения токов и напряжений в его схеме. Принятая у тетрадных и транзисторных ГВВ классификация режимов для клистронных не пригодна. Выбор режима подразумевает установление значений напряжения на аноде Ры тока катода 1 и мощности возбуждения Р „, обеспечивающих получение требуемои мощности Р в нагрузке. Такой подход позволяет ограничиться рассмотрением "внешних" параметров прибора СВЧ.
Амплитудная характеристика (АХ) представляет зависимость мощности в нагрузке Р от мощности возбуждения Р,„при постоянных Ев и 1в (рис. 10.9). Нелинейные свойства усилителя выражаются в уменьшении коэффициента усиления мощности Кр = 1018(Р /Рвх) в сравнении с малосигнальным по мере роста уровня входной мощности. Они обусловлены особенностями процессов группировки электронов и их т1 4т,рттв взаимодействия с электрическим полем у клистрона в выходном зазоре. В каче- й гв стае оптимального на рис.
10.9 принят гт режим, в котором уменьшение усиления тм равно — 4 дБ. йв в 4в В передатчиках с угловой модуля- Ар цией нелинейность АХ значения не имеет. Выбор режима, близкого к мак- йв гтт тмт' симальному, дает в этом случае высокие энергетические показатели и спо- Рис. 10.0 собствует уменьшению параэитной АМ. Тем не менее параэитная АМ на входе прибора должна быть возможно меньше. В клистронах и ЛБВ имеет место преобразование АМ входного колебания в сопутствующую ФМ выходного, называемое амплитудно-фаэовои конверсией (АФК).
Данное свойство приборов с длительным взаимодействием отражает фазоамплитудная характеристика (ФАХ) Ьтр = Г(Рв„). В любом случае окончательно режим определяют по выполнению требований к качеству передачи сообщений и совершают это на этапе натурного эксперимента. Клистроны и ЛБВ усилителей мощности ЗС при передаче сигналов на борт ИСЗ, находящегося на геостационарной орбите, работают в стационарных режимах. Перемещение ретранслятора по ВЭО делает желательной регулировку уровня излучаемой мощности ЗС по мере изменения высоты орбиты.
Наиболее проста регулировка мощности возбуждения, она может быть глубокой и не влияет на параметры канала связи. Недостатком ее является уменьшение и без того невысокого КПД усилителя. Это не только ведет к излишним затратам энергии источников питания, но и требует внимания к проблеме рассеяния тепла на коллекторе Экономичнее регулировка мощности клистронного усилителя изменением ускоряющего напряжения, но она не может быть глубокой. Более чем двукратное снижение уровня выходной мощности по отношению к номинальнои ухудшает параметры передающего тракта. Непросто выполнить и регулировку высокого ускоряющего напряжения.
Для выбора режима совместного усиления сигналов, передаваемых ЗС одновременно на двух несущих частотах, служат результаты их расчетов на ЭВМ и экспериментальные данные (10.т]. Характерные данные представлены на рис. 10.10 и 10.11 На первом даны значения уровня комбинационных колебаний третьего порядка Кз от величины потерь мощности прибора. Последние оценивают отношением пиковой т мощности сигнала к номинальной, т.е. Р„в = Р ввв1Р „,„.
Равно- мощные сигналы, естественно, порождают более высокии уровень комбинационных колебаний и заметно ослабляют друг друга (рис. 10.11), снижая примерно на 3 дБ коэффициент усиления при максимальном использовании прибора по сравнению с усилением в линейном режиме. 620 621 51, дд ггз, дд -50 "55 0,0 0,1 0,5 0-ввхУР- нпи 0 йа г- /0- Рис. 10.10 0 дз Р-ввх!Р-иои Рис. 1О.11 Рис. 10.12 Совместное усиление сильного и слабого сигналов (отношение мощностей 10:1) при допустимом уровне комбинационного колебания (около -30 дБ) приводит к более чем двукратнои потере мощности прибора. Слабый сигнал при этом уже не отвечает исходному отношению мощностей 10:1, Ослаблен и сильный сигнал.
Уровень слабого сигнала по отношению к сильному уменьшен так, что их отношение мощностей составляет в номинальном режиме 10:0,05 (рис. 10.11). На этом рисунке параметр М указывает отношение мощности сигнала в двухчастотном режиме к его же мощности в одночастотном, когда мощность возбуждения поддерживают неизменной. Бортовые ретрансляторы проектируют с учетом возможного их применения в режиме МДЧР. В таких режимах, как и в рассмотренном выше, причинои взаимомодуляционных искажений служит не только нелинеиность АХ, но и ФАХ прибора. У приборов СВЧ роль АФК велика, а иногда и является определяющей при выборе режима усилителя.
![](https://s.studizba.com/z.php?f=/templates/si/i/noavatar.png&w=100&h=100&t=1"){kind=avatar}
