Шахгильдян В.В. Проектирование радиопередатчиков (4-е издание, 2000) (1095865), страница 123
Текст из файла (страница 123)
Выбор способа резервирования и числа приборов в оконечном каскаде дает основание для определения колебательнои мощности, которую должен развивать оконечный усилитель В схемах на вакуумных приборах с нагруженным резервированием необходимы элементы, удовлетворяющие неравенству Р „, > Р = 0,ба„эР „, где Р е,н — номинальная мощность лампы; Р— расчетная и Р— заданная мощности передатчика. Коэффициент х„а учитывает потери в контуре усилителя, котоРый оценивают контУРным КПД (г1х - 0,95); потеРи в фидеРных линиях до раздалительного фильтра (уф — 0,95); потери в мосту сложения (0н, 0,97), в фильтрах гармоник 19фг 0,97) и раздалительном (г1ф р 0,9).
Он Равен 1яаэ = 1/(дхг1ф0н.~9ф.гг1ф.р). Ламповью усилитали строят на тетродах сарии ГУ. Лампы данной серии имают коаксиальную конструкцию выводов электродов и приспособлены для соадинения с колебательнои системой в виде объемного резонатора. Это определяет выбор однотактной схемы и при использовании более чем одного прибора необходимость сложения мощностей с помощью мостовых схем. При выборе прибора следует обеспечить хорошее использованиа его номинальнои мощности. Если это не удается, то рекомендуют снизить напряжение питания анода до Е„= Е,„Р /Р „,„,. Схему включения выбирают с общим катодом (ОК) или общей сеткой (ОС); для тетродов — с двумя заземленными по радиочастоте сетками. Выбор схемы диктуют два момента — стремление получить высокий коэффициент усиления мощности и необходимость обеспечить устоичивую работу каскада, включая реализацию необходимых качественных показателен Для повышения промышленного КПД передатчика и упрощения тракта предварительного усиления стремятся повысить коэффициент усиления оконечного каскада примерно до 16 дБ, что можно получить в схеме с ОК только при нейтрализации паразитных связей между входом и нагрузкой усилителя.
Это не вызывает трудностей при работа в сравнительно небольшом диапазона частот на фиксированных волнах. Достоинство схемы ОС вЂ” надежная, устойчивая работа и улучшение качественных показателей в связи с существованием в ней отрицательной обратнои связи по радиочастоте. Современные тетроды и в этой схеме дают достаточно большое усиление: до 13 дБ и более. В процессе разработки структурной схемы коэффициент усиления определяют ориентировочно, по данным табл.
1.11. По выбранному коэффициенту усиления находят мощность предшествующего каскада, что позволяет продолжить проектирование усилительного тракта. 556 В передатчиках и предварительных усилителях мощности в единицы киловатт число транзисторов может составлять несколько десятков и более. Мощность отдельного прибора выбирают из условия Р „> > (1,3 ..1,5)Р-а/Фт, где Фт — число транзисторов.
Желательно принять Ят = 2п (и — число натурального ряда), тогда мощности складывают попарно. Предпочтение отдают схемам квадратурного сложения. В них легче обеспечить устойчивость многомодульных структур благодаря рассеянию мощности, отраженной от нагрузки в балластном резисторе. Рассчитывая коэффициент 1-„л, следует учесть число суммирований мощностей от активных элементов до фидера, соединяющего усилители с их нагрузкои. Выбор схемы включения транзистора задает его конструктивное выполнение, о чем сообщают в паспорте прибора.
Коэффициент усиления определяют по рекомендациям, данным в 3 1,3. 8.3. Аналоговые частотные модуляторы Общие сведения. Рассмотрим устройства формирования ЧМ сигналов прямым методом. В модуляторах этого типа используют линейную зависимость частоты колебаний /г автогенератора от резонансной /» контура. Последнюю меняют с помощью специальных твердотельных приборов — варикапов. Находят применение и схемы с управляющими транзисторами.
Считается допустимым исследовать процесс модуляции как медленный, пренебрегая нестационарными явлениями, которые возникают при установлении частоты. В рамках этого допущения частота /г = /к[1 — ~Рл/(2Ян)), где ~~з/2Ян << 1 Малое слагаемое характеризует нестабильность частоты, вызываемую вариациями фазы у, средней крутизны генераторного прибора и добротности С)а нагруженного контура автогенератора. Величину нелинейных искажении, присущих модулятору, определяет форма статической модуляционной характеристики (СМХ). Укаэанные положения являются исходными для разработки методов расчета ЧМАГ. Модулятор на варикапе.
Варикапы под действием приложенного напряжения изманяют свою емкость согласно выражению С = С„/11+ и)", (8.1) где С вЂ” емкость варикапа при постоянном напряжении Е на нам, э = е,(1)/Еэт — нормированное мгновенное напряжение на варикапе. Показатель и = 0,5 для "резких" переходов и от 1,0...2,0 и выше для сверхрезких". Основныа параметры варикапов: максимальная емкость Сь„„„для напряжения Е, выбранного при определении его параметров; Кх — коэффициент перекрытия, равный отношению С ы,х/С „.„; добротность гйь и частота /, при измерении добротности; максимальное обратное напряжение е,вр, . Параметры некоторых варикапов, выпускаемых в России, приведаны в табл. 8.1.
Дополнительные сведения можно получить в справочниках. 657 Таблица 8.1 Кх Сь ььх, пФ Еь, В Тип диода 2,5 Приборы со "сверхрезким" переходом имеют Кл > 5...7. Варикапы служат элементами колебательной системы автогенератора. Они вносят свои вклад в температурную нестабильность частоты автогенератора и паразитную АМ. Эти свойства варикапов характеризуют ТКЕ и добротность Я = 1/(28/ С, г,). ТКЕ положителен и составляет 10 4...10 ~ К ', добротность зависит от напряжения на нем и уменьшается с ростом частоты. На рабочей частоте /цт (в телефонной точке) добротность гает = Яв/ь//цт. В табл.
8.1 указаны добротности, изыеренные на частоте /ь = 50 МГц. Схемные решения ЧМАГ на варикапах разнообразны. Рассмотрим наиболее употребляемую схему (рис. 8.9,а). Автогенератор в ней выполнен как емкостная трехточка. База транзистора по высокой частоте соединена с корпусом. Положительная обратная связь создана емкостным делителем напряжения С4С5. Напряжение обратной связи поступает на резистор й4, включенныи в эмиттерной цепи транзи- Ряс. 8.9 558 559 КВ102Б КВ103Б КВ104 КВ112А КВ113А КВ117А КВ121А КВ106Я КВ109В КВ110Б КВ129А КВ130А 2В124 2В125 19... 23 28...48 128...192 12...18 54...81 26...39 40 20... 50 8...16 14...21 20 17 24...29 8...12 4 3 3 3 2,5 4 2 3 3 3 3,5 1,8 5...7 7,6 4...6 2,5 10 >4 4,7...6,7 >4 40 40 100 200 300 180 100 40 160 300 50 300 200 150 45 80 80 25 150 25 20 120 25 45 25 28 28 14 стора. Резонансная частота контура АГ определяется в основном элементами ЕЗ и СЗ.
Управляющий частотой колебательной системы АГ варикап подключен параллельно емкости контура с помощью емкости связи С, (на схеме конденсатора С2). В режиме молчания емкость контура Скт = Со+ СдьлСк1/(Сл л+ Ск1). Конденсатор Са (рис. 8.9,6) учитывает паразитную емкость катушки 13.
Его значение можно оценить величинои 2...5 пФ. Емкость Сл, делителя обратнои связи АГ образована конденсаторами С4 и С5 и межэлектродными емкостями транзистора. Отношение сопротивлений делителя хл, и характеристического 3, контура определяет коэффициент связи рк активного элемента (транзистора) с его нагрузкой. Для ослабления влияния нестабильности режлма АГ на генерируемую частоту рекомендуют выбирать р небольшим, порядка 0,1...0,2.
Емкость Ск1(х) тк Ске + Сц(х), где Ска на схеме соответствует СЗ. Модулирующую емкость образует последовательное соединение емкостей связи С„ и варикапа С (х): С (х) = С,Сь,/(Сь, + С„(1+х)"]. (8.2) Исследуя СМХ частотного модулятора (зависимость его частоты от мод, пирующего сигнала), процесс ыодуляции полагают, как указано выше, квазистационарным. Представим гармоническое модулирующее колебание иг(1) = бг сок П1 в безразмерной форме хя = Ль сов 01, где нормированная амплитуда Хг = //г/Еь, а Е„, — напряжение на вари- капе в режиме молчания.
Обозначим частоту модулятора в этом режиме (хг = О) как / . Ее относительные приращения (СМХ) связаны с изменением емкости контура Ь/(х) 1 11Ск 3 /сьС„'1 гз/'(х) = — — — + — ]ь — к) +... = Я,',х. (8.3) /мт . 2 Скт 8 1, Скт ) В рассматриваемой здесь схеме модулятора, имея в виду чалые значения номинальных относительных отклонений частоты ЬД, ( 10 2 и жесткую норму на защищенность от интегральной помехи, отдают предпочтение варикапу с "резким" переходом,' когда и = 1/2. Тогда модулирующая емкость контура (8.2) изменяется нелинеино: С, (х) = фф/(С„+ СсьЛ + х). (8.4) Ее управляющие свойства определим разложением функции (8.4) в ряд: 11С 1 1 72С„! С„(х) =С (О)+ — — х+ — "~ хз+:...
(8.5) =0 2 пхз ~*=а Частичную сумму ряда ограничим первыми тремя слагаемыми. Это позволит в первом приближении найти все интересующие параметры модулятора. Емкость Сн1 в режиме молчания (8.6) Сщ = С„а + рнС (8;8) Я нн ру/4 ~/нем = з(Хном~ (8.9) (8.10) Яз ю ЗЯт/8, (8.11) (8.12) Кзп гона ЗХном/16. Мяьг 4Ь/„, Я„Я,, (8.15) 561 560 где р, = С„/(С„+ С,) — коэффициент включения варикапа. От- носительные приращения частоты сз/ (х) = гЬ/(х)//мт ш я~(х + язх . (8.7) Нормированная крутизна СМХ по первой гармонике где р„— коэффициент управления частотои АГ, равный р С /С . Но- 2 минальная нормированная девиация частоты где Х м — относительная номинальная кваэипиковая амплитуда моду- лирующвго сигнала. Крутизна СМХ по второй гармонике Коэффициент гармоник по уровню второй гармонической модулирующего колебания Кзп = Язх/281 ~и Зх/16.
При,номинальной девиации частоты имеем Откуда следует, что для получения малого уровня нелинейных искажений надо минимизировать Хн, Другим следствием нелинейности процесса управления частотой АГ изменением емкости КС является нелинейный сдвиг центральной частоты. Между девиациеи частоты тз/„', и этим продуктом нелинейности существует связь: 11/ок = Кза(/1/.'. )/м' (8.13) При современных нормах часто оказывается, что требования к нелинейному сдвигу частоты Ь/' более жесткие, чем к коэффициенту гармоник. Выполнение норм требует соответствующей линеаризации СМХ, поскольку спектр этого колебания частично лежит в полосе звуковых частот и не устраняется схемой ФАПЧ.
Соотношения (8.2)-(8.13) являются математической моделью ЧМАГ на варикапе. В ней учтена нелинейность функции (8.2) и (8.3). Система содержит два независимых уравнения и четыре управляемые переменные: Ь/ном, рт, Кт и Хн„„. Получение требуемой девиации оа/но обязательно.
Из трех оставшихся задается К, (Кап) либо Хн„„ две находим, решая указанную выше систему уравнений. Расчеты и практика показывают, что выполнение нормы на нелинеиность СМХ требует высокой крутизны 51ы что ведет к существенным трудностям в обеспечении необходимой защищенности от интегральной помехи. Последняя включает и составляющие, обусловленные нестабильностью напряжений питания. Оценка других компонентов помехи затруднена. В дальнеишем оценим защищенность от помехи приближенно — по уровню фона. Известно, что собственные шумы транзисторного АГ значительно ниже создаваемых варикапом.
![](https://s.studizba.com/z.php?f=/templates/si/i/noavatar.png&w=100&h=100&t=1"){kind=avatar}
