Соклоф С. Аналоговые интегральные схемы (1988) (1095417), страница 66
Текст из файла (страница 66)
5.45. Стабилизатор напряжения (рнс. 35.45). Это простая схема стабилизатора напряжения для Уо ) )~яв„. Прн подключении к выходу ОУ дополнительного транзистора или пары составных транзисторов нагрузочную способность данной схемы можно существенно повысить. 5 4б. Стабилизатор напряжения с токовой петлей (рис. 35.48). Это несколько более сложная схема стабилизатора напряжения, имеющая характеристику ограничения тока в виде «токовой петли» для увеличения нагрузочной способности схемы, ио в то же время обеспечивающая полную защиту выходных транзисторов. 5.47.
Аналоговый умножитель (рис. 35.47). Такое сочетание трех ОУ с четырьмя согласованными транзисторами позволяет использовать данную схему в качестве умножителя, делителя .-. или схемы извлечения квадратного корня. Схему можно включать в виде четырехквадрантного умножителя, в котором входное напряжение может быть любой полярности. Приведенная схема выпускается в виде полупроводниковой ИС.
5.48. Генератор на основе фазового сдвига (рис. 35А8). Зто генератор с обратной связью. Для возбуждения колебаний обгций коэффициент усиления цепи обратной связи должен быть больше единицы на частоте, при которой сдвиг по фазе, вносямый петлей обратной связи, равен нулю. Частота колебаний определяется выражением / = 11(2п у'3 )с,С,), а требование, наложенное па коэффициент усиления, выполняется при Ив/)с» > 8. Если общий коэффициент усиления цепи обратной связи установить так, чтобы оц лишь слегка превышал единицу, то можно получить выходное напряжение относительно неискаженной синусоидальной формы.
Схема также будет работать, если исключить из иее повторители напряжения А, и А,. В этом случае частота генерации задается выражением 1„, = 142п у б)г,С,), а требование к коэф фициенту усиления выполняется при Й»/17, ) 29. Харакеперистики и аримекение ОУ 5 49, Мостовой генератор Вина (рис.
35.49). Зта схема охчена как отрицательной, так и положительной обратной связью. для генерации колебаний суммарная обратная связь должна быть положительной с нулевым фазовым сдвигом. Отсюда условие генерации имеет вид /7е//7е > (/7,//те) + (С,/С,), а частота генерации определяется выражением /„, = 1/2п Я,И,С,Се)н'. Если отноошение /ха//7е выбрать таким, чтобы оно лишь слегка превышало требуемое нз условия генерации, то можно получить практически неискаженные синусондальные колебания. 5,59. Оптоэлектронный датчан (рис. 35.50). Зто простая светочувствительная схема, состоящая нз фотодиода и схемы преобразователя ток — напряжение на ОУ. Фототок, вырабатываемый фотоднодом, — линейная функция интенсивности света, поэтому результирующее выходное напряжение этой схемы также является линейной функцией интенсивности света.
Напряжение смещения на фотодиоде можно было бы установить равным нулю, однако использование обратного напряжения смещения на фотодиоде имеет преимущество, заключающееся в уменьшении емкости рпперехода, вследствие чего сокращается временная задержка схемы. 5,51. Схема для оценки коэффициента ослабления нестабильносспи источника питания (/(ОИИП) (рнс. 35.54). Конденсатор развязки Сс использован для блокировки выходного напряжения, которое является следствием постоянного напряжения смещения ОУ. В результате этого измеряется только выходное переменное напряжение, обусловленное флуктуациями напряжения источника питания. 5.52.
Схема для определения коэффициента усиления беэ обратной связи (рис. 35.55).Несмотря на то что измеряется именно коэффициент усиления ОУ без обратной связи, схема тем пе менее функционирует как система с замкнутой обратной связью. Зто необходимо, чтобы ОУ не попал в насыщение из-за влияния входного напряжения смещения )соэ. 5 53. Оценка эквивалентного напрязсения входного шума (Рис 35.55). Этот ОУ работает с высоким коэффициентом усилес обратной связью, чтобы повысить напряжение входного шума ~ облегчить измерения. 554 Синфазное входное сопротивление (рис. 35.57).
Зто простая схема повторителя напряжения, иллюстрирующая влияние сннфазного входного омнческого сопротивления и входной емкости на общую работу схемы, и может быть использована для нзмереняя этих двух параметров. /Соэффициент усиления синфазного сигнала (рис.
35.59). ОУ имеет ненулевой коэффициент усиления синфазного то сх л "гнала или если отношения сопротивлений не абсолютно равны, и б схема не будет работать как идеальный вычитающий усилитель будет реагировать на синфазное входное напряжение. 5.20. Активные фильтры Одним из важнейших применений ОУ являются активные фильтры. В этом разделе рассмотрены активные фильтры нижних и верх. ннх частот, полосовые и режекториые активные фильтры и приведены формулы для их расчета Идеальный частотный селективный фильтр — это устройство илп система, имегощая передаточную характеристику между вхо. дом и выходом, которая постоянна в определенной частотной полосе пропускания, а в полосе подавления обеспечивается выходной нулевой сигнал. На рис.
5.4! показаны передаточные характеристики идеальных и реальных полосового и режекторного фильтров, фильтров верхних н нижних частот. В пассивных фильтрах используются только пассивные компоненты: резисторы, конденсаторы и индуктивности. Схема активного фильтра содержиг одно или более активных устройств, обычно ОУ. Ниже перечислены положительные свойства активного фильтра по сравнению с пассивным фильтром. 1.
Козфеуициент усиления. В активном фильтре максимум передаточной характеристики может быть больше единицы. 2. Минимальное влияние нагрузки. Передаточная характеристика акгивного фильтра практически ие зависит от нагрузки, на которую работает фильтр, и источника, управляющего фильтром. 3. Безындуктивные фильтры. Для построения активного филь. тра необходимы только резисторы и конденсаторы и не требуются пндуктивности. Это свойство наиболее важно при работе на относительно низких частотах (<!О Гц), так как в противном случае потребовались бы большие индуктивности.
6.20.1. Анализ обобщенной схемы двухполюсного активного фильтра. Рассмотрим схему на рис. 5.42. Если предположить, что ОУ вЂ” идеальный, с бесконечным коэффициентом усиления без обратной связи, то выходное напряжение будет равно напряжению в узле В, т. е. Уо = Ув. Уравнение узловых потенциалов для узла А имеет вид У,У, + УоУ, + УоУ, = У„(У„+ У, + + У,), а для узла В можно записать: У'„'', = Уо(Уз+ !'4). Решая последнее уравнение относительно У„, получим = Уо (У, + У,)/У,. Подставляя этот результат в уравнение узла А. имеем У ! 1 + Уо (! 3 + Уь) Уо ( з + У4) (! е + ! з + ) ьИ з (5 5~) Умножая обе части уравнения на У„ получим УУУг+ Уо() е+ УеУз) Уо (УХе+ Уз+ УеУз+ У~Ул+ УеУ~ + УзУ~)> (5 55) Харакптериетики и применение ОУ та а рех 4 — ч д 44х г Рис.
5.4), них частсч ° к 41 Характеристики частотных селектнвных фильтров: а — фильтр ииж- частсч, б — фильтр верхних частот; е — паласовой", е — режекторный, 362 после приведения подобных (5.88) можно записать в виде "~зг~згвз уо() туз+ ) з" з+ уз~ 4 + ) зУз) (5 89) Решая уравнение (5.89) относительно передаточной характеристики Т = $'о/Рь получим Т (5.90) Уйз+1з~з+)зкзтзз~з зз1з+зз(~з+)з+~з) Лвухполюсный активный фильтр нижних частот.
Рассмотрим часгиый случай двухпол~осного фильтра нижних частот, в кото- Рнс. 6,42. Озобзаеиивн сиена двухполюсного активного фильтра. Рис. 6.43. Двухполюсный активный фильтр ннжнил частот. ром Уз — — 6,, )'з = 6,, г'з = вбз н и'з = лСз (рнс. 5.43). Передаточная функция в атом случае имеет вид (5,9!) Сзпз + зС, (бз -)- оз + зСз) На нулевой частоте, где и = ро = О, Т = 1, а при частоте (и = = )гв), стремящейся к бесконечности, Т = О, т, е, схема действительно работает как активный фильтр нижних частот. Хиоитерисиаики и ирименеиие Оог Для упрощения дальнейших выкладок предположим, что г) = б, = О = !/!с, так что передаточную функцию можно пере- 1 писать в виде Т— ба+ еС« (26+ зсз) 1+ (зс,г>) (2+ зс (5.92) +аиСа(2+«НС») 1+«та (2 1 атз) где т, = )«С« а т, = )«С».
Лля перехода в частотную область используем равенство з = ро: — (5.93) + 1»>та (2 + /аотз) 1 >о>тата + 1' (2аота) Квадрат амплитуды передаточной функции фильтра записывается в виде 1 1 — 2мгт,т, + о>'тат! -1- 4в>'а," (5.94) 1 ! о г (4«! 2« т ) ! ао т та Если необходимо, чтобы частотная характеристика фильтра была «максимально плоской», монотонно убывающей с частотой, то сначала необходимо принять а!! Т1»/а(и> =- О, а затем решить это уравнение при условии, что наклон должен быть равен нулю только при и> = О. Выполняя эти операции, получим 2и> (4т»вЂ” — 2тзт,) + 4«о (та«та~) = О, или 2та — тата + о>зтззт«4, Следовательно, чтобы наклон равнялся нулю только прн со = О, необходимо вы- полнить условие 2т, т, и, таким образом, С, = 2С,, (5.95) Прн таких условиях выражение для квадрата м«>да«на» переда- точной функции принимает нид ~Т ~з !/(! 4 4„а,аа) =- !ф + 4( а)').
(5.95) Точка 3 дБ имеет место прн ! Т1« =- 1,'2, т. е. 4 (о>т,)' = 1, или иота = !/1'2, а ширина полосы пропускания или частота среза Равна (5.97) фильтр этого типа с «максимально плоской» передаточной ха а„ арактернстнкой в пределах полосы пропускания называется фильтром Баттерворта. На рис, 5.44, а показана схема двух- Глава б полюсного активного фильтра Баттерворта. На рис, 5.45 приведена диаграмма Боде для частотной характеристики этого фильтра, На высокой частоте скорость спада характеристики равна 1/ата, с т,аз ас Езз Ят ЯГК4!4 Еаза= ЗЛ Рис.
5.44. и — двухиолюсный активный фильтр Баттерворта нижних частотЗ б — двухволгосиый активный фильтр Баттерворта верхних частот. нли 40 дБ/декада (12 дБ/октава). Сравните со случаем простого однополюсного РС-апериодического звена нижних частот, в котором на высокой частоте в полосе подавления скорость спада равна 1/от, или 20 дБ/декада (б дБ/октава). Соответствузощий двухполюсный активный фильтр верхних частот Баттерворта показан на рис. 5.44, б. Частота уровня 3 дБ в фильтрах как нижних, так и верхних частот определяется выражением =!/(2пйС), при этом полоса пропускания фильтра нижних частот лежит в области /</з и, а фильтра верхних частот — в области / ~/зла. 5.20.2.
![](https://s.studizba.com/z.php?f=/templates/si/i/noavatar.png&w=100&h=100&t=1"){kind=avatar}
