Васин В.И. Информационные технологии в радиотехнических системах. Под ред. И.Б.Федорова (2-е издание, 2004) (1092039), страница 81
Текст из файла (страница 81)
7.58) чсжно палугнпч переннсжа» пчплигудна.частогные хвржггеристики (7 77) устройств однократною черсспериоднаго вычитания: К, (г) = К, ( /) = 4 яп (я„(у„ь р!2). (7 80) 7. Информнлнонные мехнаыынн и раднононачнонных снсмнчах Рис. 7.57. Схема ус гройства лвукратиого ЧПВ Как отмечалось выше, для харакшрисгики эффективности устройств СД11 можно ислолшовать коэффициент подавления помехи. Определяя мошности ПОМЕХИ ИаВХОдс Р =От нМ(Н~Н~ И ВЫХОДЕ Р„=М((и,„(Г)-и,„(à — Т„)] ~ устройства однократного ЧПВ, после преобразований получим выражение для коэффициента подавления помехи: Кн = 1 2(1 — г (Тн)) (7.81) где г(Т„)= — М(н (Г)ннз(à — Т„)) 1 о (7.82) — коэффициент межлупериодной корреляции флуктуаций пассивной помехи.
Для устройства двукратного вычитания коэффициегп подавления определяется в виде Кнг = (7.83) 2 (3 — 47(Т„) + г(2Т„)) Рис. 7.58. Амплитудно-частотная характеристика устройства двукратного ЧПВ 438 где «(2Т„) — коэффициент, учитывающий корреляцию флуктуаций помехи за два периода повторения импульсов. На рис. 7.59 приведены зависимости коэффициента подавления помехи с корреляционной функцией (Кбг) гауссовского вида от количества ступеней вычитания (л, )с учетом внугриприемных шумов.
Анализ этих зависимостей показывает, что на практике целесообразно использовать не более 79. Ме,д яю см а ваг * г рупм лемех я... лъ тс ас тс ю зо га Отсюда следует, чтп коэффициент подпонеховой видимости зависит как оз коэффнциента межпупериолиой корреляции флуктуаций помеси, так и от разности лолясровских часют сигнала и помехи Прл - -рд, — р „. В системах СДЦ необхолииа алаптация к случайной средней скорости рацивльного перемещения по отношению к РЛС мешающих, например дипольных, отражателей (акомпенсация ветрагг) В ущройстнах ЧПВ эю может быль осупгествлено пуюм автоматюироваипого или неавтоматизированного управления фазоврюцателем (см рис. 7.54) или частотой колебаний гетеро- дина, предшествующего усгройсгау череспериолиой компенсации.
Эта залача решается также в авгокомпенсатарах пассивных помех На рис. 7.60 представлены схсчьг олмократиага квадратурного (рис. 7.60, а) и гетеродиииого (рис 7.60, 6) автокампенсаторов пшсивных помех. Коэффициент полавления однократного кампенсатора определялся ввиде 2 1 (7 86) 1 — гг(Т ) На рис 7.61 показана схема гетеродинною автокампенсатсра с двух- кратным вычитанием. Аатокомпснсаторы автоматически отслеживают положение, форму и гяубнпу провалов амплитудно-скоростной хлракшрисги«и (АСХ) в соответствии с динамикой изменения помехи[40).
В заключение отметим особенности цифровой обработки сигналов па фоне пассивной помехи В этом случае атгоритмы СДЦ могут быть реализованы с помощью спеппроцессоров Так, прм цифровой обработке во временной обвасги для ацаптвции к пассивным помехам могут быть нспальзо- 439 4-6 ступеней вычитания, поскольку при дальнейшем увеличении количества ступеней прирост величины коэффициента подавленна незначителен[40]. Коэффициенты полпомеховой видимости устройств однократного и двукратного вычищния, определяемые с учетом соотношения (7.75), имеют вил 2 мп абулу, К„с —.
—; (7 84) 1- г(Т„) 8зш'кдулу К„з= л" (785) 3 — 4г(?„') г г(27;,) г з 4 з а т а з го гг щ гз Р с. 7.59. Зависимости ш ичипы коэффициента пола гения помеюгс КФ гауссовска. л у й мимиия учетом впугрнпрне * у. ов а коэффапиеитамеждуаер олиоа корреяяци а 7. Инфермачвеккме меклолееии в радистская оклик еиетемак Рис. 7.60. Автоксмпенсаторы пассивных помех: а — квелрккуремй; б — гетерсяквеый ваны оптимальные алгоритмы оценивания корреляционной матрицы [весового вектора), рассмотренные, например, в [34, 35, 40, 74). Не исключаеюя также и применение квазиоптимвльных методов оцсиивания на базе корреляционных автокомпенсаторов. При цифровой обработке в частотной обяасти с помошью быстрого преобразовании Фурье [БПФ) формируется набор доплеровских каналов.
При этом каналы, настроенные на доплеровскую частоту помехи, из обработки искяючаютоя. 7ЛО. Методы стабилизации уровин ложных тревог Несмотря на использование е современных РЛС разнообразных систем помехозашиты, уровень помех н нескомпенсированных остатков помех (нежелательные эхо-сигналы от дождя и местных предметов и нежелатспьные сигналы от других источников излучений) часю превышают уровень шума приемника. Эти источники помех могут полностью забить экран индикатора РЛС или перегрузить ЭВМ, осуществляюшую решения типа еда — нстя с целью выявления эхо-сигналов, отраженных от целей, поллежаших обнаружению или сопровождению [73, 87).
Решение этой задачи обычно связано с установлением порогов обнаружения на входе и выходе цифрового вычислителя. В каждой точке можно 440 7!Л М.мсдм т Лш ме ур мызеж ьмтрее определить вероятность обнаружения желательной цели и вероятность ложной тревоги из-за шума или од- ого из упомянутых выше источни«ав помех. Оператор, наблюдающий экран индикатора кругового обзора (ИКО), принимаю в некотором смысле сходное решение, и поэтому понятие полевых шрееог применимо к большинству радиолокационных систем. И оператор, и цифровой вычислитель будут стремитьс» поддерживать частоты ложных тревог иа нскстороч р с .юмом цосгоиином уровне путем автоматического рсгулировани» усиленна в приемном тракте РЛС при изменении интенсивности помех Приемники, облалакяпие этим свойством, называипся ЛРияниах И С ЯОСтааиисй ЧССМО»шй Рнс.
7.6». Гетеро»пилив а е« е саЯозсимэ тРевог, илн ПЧЛТ-прием- ор с лвукрвтгшм вы опалив никами Методы стабилишции уровня ложных тревог основаны на использовании вмплшудных или фазовых различий меищу полезными сигналами и помехами Рассмотрим эти методы (73, 87]. Ятешсды цншншудногс рамичения Лзм иэменсни» коэффициента усиления приемнопз тракта РЛС широко используются усилители с рмулируемым усилением, но их возможнссги по полдержанию ПЧЛТ ограничены. Так, система временной регулировки усиления (ВРУ) меняет )~пление в сост»стегани со средним шкидаемым уровнем огрювений ог дожля илн местных предметов иа рашичиых дюгьноспш, но отклонения аг этих ожидаемык уровней или ипдействис активных источников помех могут прим.*сти к нарушению нормальной работы РЛС.
Система авгоматичесюй регулировки усиления (АРУ) будет сг(ммиться подаерживюь уровень помехи лосю»иным, потакая система всегда инерционна и медленно ревгируег ив изменение уровня помех Например, сисгемм автоматической регулировки усилени» по уровню шума (ИКАРУ) производят сгробиравание шума в нерабочих интервалах мсжеу напученным и принимаемым импульсюзи и приводят Обычно к неправильному ранению а точ, чт з данный уровень помех характерен для всех лалывюгей. Если сепскгируемая цсчь по своим физическим размерам мюм цо сравнению с размерами ячейки разрешения РЛС гю дальности, в мешающие сигна- 7 Онформацносссснл технология н раднолслационннм снгманнл лы распределены по протяженной зоне, большей по сравнению с размером ячейки разрешения, то знание этих особенностей цели и помех можно также использовать для их различения.
Оптимизация приемника дня данной длительности импульса может состоять в применении фильтра высоких частот (схема с малой постоянной времени) или дискриминатора по длительности. Такой дискриминатор запрещает прохождение сигналов, обладающих меньшей или большей длительностью, чем ожидаемый сигнал. Поскольку пространственное распределение болынинства мешающих отражений содержит много сигналов, близких по длительности к полезным, этот метод а отдельности также не обеспечивает достаточно эффективного подавленна помехи.
Более широкое применение находит система, включающая логарифмический усилитель и схему с мшюй постоянной времени [МПВ) или дискриминатор по длительности. На выходе логарифмического обнаружителя напряжение от подобных пространственно распределенных помех от местных предметов можно разделить на две составляющие. Одна составляющая быстро меняется с дальностью, и сс распределение вероятности и скорость флуктуаций хорошо согласуются с распределением вероятности и скоростью флуктуаций шума независимо от величины сигналов, отраженных от местных предметов. Известно [35Б что среднеквадратическое значение выбрасов на выходе логарифмического обнаружителя для сигналов, подчиняющихся рэлесаскому распределению е основной полосе частот, равно ая.~244, где а — крутизна логарифмической характеристики, В/дБ; эта составлякхцая имеет ПЧЛТ-характеристику для помехи данного типа.
Другая составляющая напряжения меняется более медленно в зависимости от дальности, представляя среднюю интенсивность помех от местных предметов нли мешающих эхо-сигназов на любой дальности; возможность получения ПЧЛТ-харакгеристики зависит от того, в какой степени эта составляющая может быть подавлена фильтром.
В приемнике с логарифмическим обнаружитслем, имеющим малую постоянную времени (логарифмический МПВ-приемник), используют фильтр орос с ейшей формы и диффсренцируюшую цепь с малой постоянной времени. Логарифмический МПВ-приемник оказывается эффективным лишь в случае, когда помеха является «равномерной» [по дальности) в течение времени, бслыпем постоянной времени схемы МПВ. Неравномерность в пространстве пассивной помехи любого вида ограничивает эффективность подобного устройства. В этом случае используют систему: логарифмический усилитель— дискриминатор длительности импульсов ЯДИ). Система 18 — ДЦИ позволяет режеьтрнровать импульсные помехи и мешающие отраженна, существенно отличающиеся по длительности от зондирующих импульсов [871, с)4етос)ы фазового раллнчения.
В ПЧЛТ-приемниках другого класса вся информация об уровне эхо.сигналов полностью утрачивается вследст- 442 7!О Мгмсдм и ошюаяв ур я ло л р вис использования о~раничнтелей с уровнем ограничения, лежащим значительно ниже нормального уровня шумов )77). В этик приемниках развнченно полезных эхо-сигналов и помех осуществляется исключительно по изменению во времени фазовой структуры напряжения иа выходе ограничителя на осноне того, насколько хорошо она корршгиравана с фаэовым кодом излученного импульса.
В тех РЛС, которые излучакгг последовательность прссшщ импульсов, характеристикой, позволяющей различать повезный эхо-сигнал ат шума или помех от иестных предмета, сто о е ая частота, которая остается постоянной на протяжении импульса независима сг значения несущей частспы Дяя улучшения эюй способности разчичени» и использования других преим)щсств сжатия импульсов часто применяют более сложные фазовые код ~ излучае. ых си алов На этэм общем принципе основана широкое мно ообразие ап аратурньх ршлизвц й, д з к р б а- лает шми или иными преимушествами при цомишенни помех опрспеленных типов н недостатками в некоторых других помеховых ситуациях.
![](https://s.studizba.com/z.php?f=/templates/si/i/noavatar.png&w=100&h=100&t=1"){kind=avatar}
