Степаненко И. Основы теории транзисторов и транзисторных схем (1977) (1086783), страница 92
Текст из файла (страница 92)
В каскаде ОБ коэффициент усиления получается невысоким (20 — 30, а иногда и меньше). Выражения (12-13) показывают, что сопротивление К желательно делать большим. Поэтому, как следует из (12-2), заданную мощность целесообразно обеспечивать повышением амплитуды н а п р я ж е н и я, а не тока. 7.а ал т ! — о ! иа® ! а) ! иа ! а ниенной цепи каскада ОБ. Рис. !аиь Нелинейные искажении па а — при аааанион токе; 6 — при ааааинои напряжении.
Пусть теперь задано синусондальное напряжение и„источником которого служит генератор э. д. с. (рис. 12-4, б). Тогда входной ток а, (!), а вместе с ним и ток сп (1) окажутся резко несинусонйальными: будет сильно «приплюснута» отрицательная полуволна. : увеличением пересчитанного сопротивления источника сигнала Й; нелинейные искажения уменьшаются, так как при этом режим аходной цепи приближается к режиму заданного эмиттерного тока однако с увеличением сопротивления )ст возрастают потери мощности в нем, т. е.
ухудшаегся передача мощности от предоконечюго каскада. Поэтому значения )с; )) )с,„,р невыгодны. Из рис. 12-4 нсно, что нелинейные искажения будут меньше, если не исполь!уется начальный криволинейный участок входной характеристики, Значит, минимальный эмиттерный ток 1,с следует выбирать досгасочно большим (у мощных транзисторов — десятки и сотни милаиампер), хотя прн этом к.
п. д. коллекторной цепи будет несколько '.нижаться. Методика расчета нелинейных искажений и выбора сопротивлеаия ас; иллюстрируется на рис, 12-5. Сначала выбирают точки С г В Первой соответствуют токи !ас (см. выше) и ! „„„, второй— Нелинейные искажения. Транзисторный усилитель характерен тем, что нелинейные искажения возникают не только в выходной (коллекторной), но и во входной цепи. В первом случае искажения обусловлены зависимостью коэффициента сс от тока, во втором— нелинейностью входной характерисгики. Пусть задан синусоидальный ток а„источником которого служит генератор тока (рис.
12-4, а). Тогда кривая и, (г)' будет сильно искажена, но это не имеет значения, так как параметром выходного семейства (см. рис. 12-2) является ток У,. Кривая 1„(г) = = сс!, будет почти синусоидальной, хотя в принципе положительная полуволна должна быть несколько меныпе отрицательной из-за уменьшения коэффициента сс в области больших токов. ток 7„„„, = 21„„+ 1аа„„. Затем задаются сопротивлением )г.„( с. )с,„, и проводят из точек В и С линии нагрузки )с,' до пересечения с осью У,; на ией получаются точки Ь и с, определякхцие двойную амплитуду напряжения (/,„. Точка о, лежащая посередине между Ь и с, определяет ток йл Если коэффициент К„н, вычисленный по формуле (12-1), не удовлетворяет заданным требованиям, следует увеличить )с; или 1,„„н я повторить расчет. Коэффициент трансформации входного трансформатора определяется из очевидного соотношения па= )/КЯ,.
(12-14) в котором величина )с'„считается известной либо из расчета нелинейных искажений, либо из условия согласования Й„' = Свойства мощных каскадов в области низких частот такие же, как у маломощных каскадов (см. 5 11-4). Поэтому выбор индуктивностей трансформаторных обмоток можно проводить, исходя из формул (11-12) и (11-13). Особенности каскада ОЗ.
Схема мощного каскада, показанная на рис. 12-6, отличаегся от схемы маломощного трансформаторного каскада (см. рис. 11-1, а) прежде всего отсутствием сопротивления )с,. Такое от- -Е„ личие объясняется тем, что при токе эмиттера от 0,1 Л и выше сопротивление )с„ г а значит, и сопротивление делителя в цепи базы должны были бы иметь очень О эл га, малое значение.
Это привело бы к резко- аааэ [ му увеличению расхода мощности. Кроме того, конденсатор С, должен был бы д иметь огромную емкость. Использование диода в нижнем плече базового делителя удобно тем, что при этом легко получить необходимое смещение на базе и в то же время обеспечить очень малое д и фф ер е н ц и а л ь н о е сопротивление нижнего плеча, т. е.
достаточную стабилизацию режима. Кроме того, температурной стабильности способствуют близкие по величине температурные коэффициенты напряжений на диоде и на эмиттерном переходе транзистора. Рис. 12-6. Однотактный каскад ОЭ класса А. Главное преимущество каскада ОЭ перед каскадом ОБ заключается в меньшей входной мсяцности; иначе говоря, каскад ОЗ имеет больший ковф4ициент усиления могцноети. Этот выигрыш, казалось бы, можно оценить величиной 1+ (1, поскольку базовый ток в 1 + Р раз меньше эмиттерного.
Однако в схеме ОЭ допустимое коллекторное напряжение ниже, чем в схеме ОБ (см. 5 4-7), а это ограничивает величину 17„'. Поэтому согласно (12-13) выигрыш в коэффициенте усиления мощности снижается по сравнению с величиной 1+ 11, которая подразумевает од и н а к о в ы е значения 1с'; в обеих схемах. Тем не менее выигрыш в значении Кр на порядок можно считать типичным. 1«в По другим показателям ~ 1+ каскад ОЭ уступает каскаду ОБ. В этом легко убедиться из рис. 12-7, где точки А, В ь«вр и С по-прежнему соответствуют режиму покоя, минимальному напряжению и минимальному току.
Прежде всего в схемеОЭ мдв и«л,е» рабочий диапазон напряжений используется хуже, чем в схеме ОБ, так как напра- ~ + в р~, я„ ально не равно нулю. Соот- ветственно меньше оказыва- Рис. !2-7. Режим работы транзистора в ется максимальный к. п.
д. каскаде ОЭ класс А. коллекторной цепи. Температурная зависимость ~1 (Т) и отсутствие сопротивления Я, несколько ухудшают стабильность рабочей точки и повышают температурную зависимость т1„(7). Наконец, каскад ОЭ дает ббльшие нелинейные искажения в коллекторной цепи: они обусловлены ярко выраженной зависимостью р от тока. В связи с этим амплитуды токов и напряжений во время положительного и отрицательного полупериодов заметно различаются (на рис. 12-7 эти амплитуды обозначены знаками «+» и « — '») '. Расчет нелинейных искажений осуществляется тем же графоаналитическим методом, который описан выше. Следует заметить, что искажения, возникающие в выходной цепи, могут частично компенсировать искажения, возникающие во входной цепи, так как з последнем случае подчеркивается положительная полуволна Строго говоря, амплитуды 1+ и 1„м „„следует отсчитывать от 1ровпа 1«, котоРый не совпадаег с УРовнем 1„. Однако, посколькУ Указанные ° л' 1ровни различаются не очень сильно, на рнс.
!2-о и 12-7 они приняты сов. 1адающими. тока (рис. 12-4, б), а в первом — отрицательная (рис. 12-7). Следовательно, при некотором о пт и и ал ь но м сопротивлении 1с; можно добиться условия и (о мизес = и (бе закс~ прн котором 1„',„=- 1„„„,. В этом случае 2-я и вообще четные гармоники оказываются несущественными и рассчитывать коэффициент нелинейных искажений по формуле (12-!) нельзя; нужно использовать метод пяти ординат 162, 1341 '. Однако на практике оптимальное значение И'„мм нередко оказывается зиачителыю ббльшим значения А',„,р, а это означает, что при реализации оптимального сопротивления )с'„, минимум нелинейных искажений будет покупаться ценой рассогласования данного каскада с предыдущим, т.
е. ценой ухудшения общего коэффициента усиления мощности. Коэффициент трансформации и, определяется формулой (12-15), в которой под Р; обычно понимают 1с,„ар или несколько большую величину (в последнем случае достигается компромисс между условием согласования и минимальными нелинейными искажениями). $2-3. ДВУХТАКТКЫЕ КАСКАДЫ КЛАССА В Для транзисторных усилителей мощности более характерна работа в классе В, чем в классе А, в связи со значительно большей экономичностью первого.
В основу анализа кладетд. (з',ч $м ся каскад ОБ, потому что па мз каскад ОЭ имеет те же оти недостатки, которые рассмотрены в $ 12-2. Энергетические соот- ношения. Схема каскада, Рис. 12-В. Двузтактвый каскад ОБ клас- приведенная на рис. 12-8, отличаегся от анапогичной ламповой схемы отсутствиемм источника смещения. Такой источник не нужен, так как каждый нз транзисторов запирается в самом начале соответствующего отрицательного полупериода (для кремниевых транзисторов— в конце положительного полупериода, см.
входную характеристикУ на рис. 2-21, б). При поступлении синусоидальиого сигнала оба транзистора работают поочередно, каждый в течение одного полу- периода (рис. 12-9 и 12-!О); в нагрузке токи от обоих транзисторов складывакпся.
з Анализ показывает, что даже при оптимальном значении Р„'нечннейные искажении в каскаде 03 больше, чем а касиаде ОБ, при одной и той же выводной моспности. В отсутствие сигнала рабочая точка транзистора (рис. !2-9) определяется линией нагрузки г, н кривой, соответствующей очень малому току 1„протекающему при коротком замыкании эмиттера с базой. Практически можно считать 1кд = 1„е и (1„А — — Ек. Для полного использования транзистора нужно, как и в однотактном ! ! ! ! ! ! и,р ! ! ! ! ! ! ! ! ппм ~с ! 1 Рис.
![](https://s.studizba.com/z.php?f=/templates/si/i/noavatar.png&w=100&h=100&t=1"){kind=avatar}
