Степаненко И. Основы теории транзисторов и транзисторных схем (1977) (1086783), страница 82
Текст из файла (страница 82)
Ббльшие значения Йо и Я,„в каскаде с обратной связью позволяют состветствеиио умеиыпить переходные и блокирующие емкости. В области малых времен и высших частот данный каскад имеет лучшие переходные и частотные характеристики, чем обычный каскад ОЭ. Это следует из выражеиня (7-41), где р„и 1:„выражаются формулами (7-20) и (7-36), а коэффициент уа болыпе, чем в обычном каскаде ОЭ. При типичном условии (1 уа ~ 1 получаем постоянную времени в области высших частот: т,= + ", - ~1+ ", а)~т +С„(й„)Ян)).
(8-23) Добротность каскада, как отмечалось в З 7-4, ниже, чем в отсутствие обратной связи, и для восстановления добротности используется корректирую:цая емкость С, (рпс. 7-16). Местная обратная связь по напряжению. Типичная схема каскада с такой связью показана на рис. 8-6, а. В данном случае, когда каскад является п р о м е ж у т о ч н ы м, сопротивление обратной связи принято включать между коллекторами", при этом сигнал обратной связи попадает через переходную емкость С, на базу этого же трапа«лстора.
Такую схему можно использовать и в одиночном каскаде. Наличие внутренней обратной связи (через г,) наряду с внешней (через К„) делает обратную связь в целом многопетлевой. Чтобы не усложнять анализа, будем учитывать влияние только внешней связи; влияние внутренней связи отражается в параметрах цепи прямой передачи. Так как в данном случае обратная связь параллельная по напряжению, то в качестве параметров выбираем входную и выходную проводимости, а также сопротивление передачи (см. табл. 8-1). Сопротивление передачи — параметр, который в гл. 7 не использовался.
Его можно получить либо непосредствеияо из определения Я„= ((7,~„/7а)я ~ (воспользовавшись эквивалентной «"~»» г.«», »: ~ а Для тнпнчных вначеннй»»«а1»»а = 3 —: 5 кОм сопротнвленне»««» не должно нревьчпать 0,5 кс»м„что всегда выполняется. в табл. 8-2, исходя, например, из параметра К„. Умножая обе части (7-4а) на тс„заменяя р на ()„и полагая Р„Я„-и еп (условие, соответствующее и д е а л ь н о й обратной связи рассматриваемого типа), получаем: (8-24) тт„= — () (г, *) Я„). Цепь обратной передачи (резистор й,л на рис.
8-6, б) будет однонаправленной, если ток 1„ определяется только (или в основном) напряжением О,„, (которое является входным для четырехполюсника обратной связи, см. сноску а на с. 357). Для этого необходимо выполнить неравенство (т'„ ч", О,„„. Учитывая соотношения Хая Яес а) плйй хл' йи Рнс. 6-6. Промежуточный каскад с местной параллельной обратной свяаью по напряже- ннкь л — принципиальная схема; б— ахвнаалентиая схема; е — аивнвалентная схема, приведенная я струиттре на рис.
а-а, б. мяи и и 7Д.;,и.„.=маак„~Л„ПЛ.,,) и К..<РР".И.~~К.), можно получить условие однонаправленности в следующем виде: )х ми лвх (8-25) Поскольку выполнение этого неравенства не встречает затруднений, эквивалентную схему каскада (рис. 8-6, б) можно представить в канонической форме (рис. 8-6, в), которая соответствует общей структуре параллельной обратной связи по напряжению (рис. 8-2, б), Параметрами однонаправленной цепи обратной связи буду".: (8-26а) (8-266) Мн = Й'о.с'* Ивх и — асвмх и — Ыо.с. а при глубокой обратной связи )со.с К, о.с )о ° (8-29б) Как видно из (8-29б), с уменьшением сопротивления й, коэффициент усиления возрастает. Однако одновременно согласно (8-29а) уменьшается глубина обратной связи, т. е. утрачиваются ее положительные свойства.
При Я, = 0 данный тип обратной связи лишен смысла. Подставляя й иа (8-290) в (8-27), получаем ограничение на коэффициент усиления в условиях г л убо кой обратной связи: 1((о 1с () (8-%) )сс Например, если )1 = си 1 я„(т. е. если выходное сопротивление предыдупгшо каскада такое же, как у данного), то 1г(о1 ~ 13, т. е. обычно не превышает 6-10.
Как известно, коэффициенты входа н выхода, существенно меньшие единицы, нетипичны и свидетельствуют о неудачно выбранном типе обратной связи (см. с. 383). Поэтому в дальнейшем положим в„, = 5, „= 1, т. е. будем считать сопротивления источника сигнала н нагр)яки достаточно большими. Тогда глубину обратной связи можно записать в следующем виде: .*„(л 1+клас„=1+р — "' )с'о. с а условие г л у б о к о й обратной связи — в виде Р (г„'!! Л„) > й,, (8-27) Теперь, используя выражения, приведенные в табл. 8-1, нетрудно получить любой из основных параметров каскада с обратной связью.
В случае глубокой обратной связи 1см. (8-27)1 получаем: (~~ос)о.с р 1 (8-28а) (8-28б) ()го) . )г . (8-28в) Запишем еще коэффициент усиления напряжения как более привычный параметр, чем Я„. Для этого, разумеется, нужно считать Я, конечной величиной. Подставим в выражение для ()г„),, (табл. 8-1) значения ()г',)„= К,,)г, и Я = К„)гс, из табл. 8-2 и учтем соотношение (8-2ба).
Тогда в общем случае г( )( (я д, ) (7(о 9) (8-29 а) Из выражений (8-28а) и (8-286) следует, что входное и выходное сопротивления под действием обратной связи существенно уменьшаются; это характерно для данного типа обратной связи. Практически при токе /, = 1 мЛ входное сопротивление составляет 100— 300 Ом, а выходное — около 1 кОм. Частотные и переходные характеристики коэффициента усиления каскада можно оценить, подставляя изображение (7-39) в (8-29а).
После преобразований получим: Кзо.с 1+ (т) где К„„выражается формулой (8-29а), а постоянная времени — аг Ос ' — аг Используя формулы (7-41), (7-36) и (7-16) и полагая )», =в га + + г„нетрудно представить постоянную времени в виде /(а. с (т )м /! 1'р Ьо+Оз(р Я~)1. (8-316) В области низших частот пониженные значения )»„ухудшают частотные свойства и заставляют использовать большие переходные емкости. Общая обратная связь. Общая обратнси связь выгоднее местной при том зее козф4»»»)менте усиления.
Проиллюстрируем это важное положение. Пусть имеется /г'-каскадный усилитель с казф(»вп»»ситам усиления А„= А г, где А, — усиленна одного каскада. Рассмотрим даа случая: 1) вводится общая обратная связь с глубиной ! + поло; 2) вводится местная обратная связь а каждом каскаде с глубиной 1 + к»Аь Примам, по результирующий козффипиент усиления в обоих случаях одинаков, тогда Взяв производную ЕА .,/ЕАа, нетрудно получить выражение типа (8.2) для относительной всстабнльности в случае общей обратной связи: Ааалогично, нзяв производную»»А /»»А», получим относительную нестабильность при и а с т н о й обратной связи: Из исходного равенства Аз= А~" находим: »)Ао/Аз= /У(аА,/А»), а из выражения дзя Асс (см.
выше) следует: 1+ мзАа= (1+ м»А»)~. С учат»и обоих соотношений запишем искомую связь в следующем виде: б.ещ 1 1 б„ (1+н»А»)н ! (1-1-ксА ) Отсюда ясно. что безж < б„„,и, причем для гл уз о кой обратной связи Равнина может быть весьма значнтезьйоть НапРимеР, если Гт = 2 и 1 + ~Ае = 28, то б „,= 0,2б„е„„. С ростом числа хаскадов выигрыш увелнчивнеюя.
как нзвестйо~ ~82], использование обшей обратной связи в усилителях с числом каскадов больше трех обычно приводит к самовозбужденню или во всн«ом случае дол~кно сопровождаться специальными мерами стабилизации. Поэтому рассиотрим тольхо случаи двух- я трехкаскадных усилителей. Рис, 8-7. Лвухкаскадные усилители с общей обратной связью. а — пеелеаееетельней по напряжению; б — параллельной пе току. Схема обратной связи, как обычно, выбирается, исходя из назначения усилители, т. е.
в зависимости от характера входной и выходной величин ~ток или напряжение), а также от желательного изменения в ту или иную сторону входного и выходного сопротивле- Рнс. 8-8. Трехкаскадные усилители с общей обратной связью. и — параллельной пе напряженннн б — нееледеяательнай пе току. ний. На рис. 8-7 показаны два типичных варианта обратной связи в двухкасиадных усилителях, а на рис. 8-8 — в трехкаскадных, Если сравнить анализ такого рода схем с анализом рассмотренных выше однокаскадных усилителей, то окажется, что ои сложнее в части переходных и частотных характеристик, а также вопросов стабильности, но проще в области средних частот.
Последнее обьясняется тем, что в многоиаскадных усилителях цепь прямой передачи характеризуется таким высоким значением коэффициента передачи А, при котором глубокая обратная связь обеспечивается при весьма малых значениях коэффициента обратной связи к, Малые значения к способствуют однонаправленности цепи обратной связи, а также слабому влиянию ее входных и выходных параметров на коэффициенты $„„и 5,„„.
Кроме того, большие значения А позво- ляют считать практически неизменной входную величину цепи прямой передачи (см. т, на рис. 8-1). Все эти особенности существенно облегчают расчеты, тем более, что в области средних частот коэффициент передачи при глубокой обратной связи выражается элементарной формулой (8-3). В схеме на рис. 8-7, а (которую часто называют «двойкой») действуег последовательная обратная связь по й а п р я же н и ю'. Значит, усилительным параметром со- гласно рис. 8-2, а пелесообразно считать коэффициент усиления К„.
![](https://s.studizba.com/z.php?f=/templates/si/i/noavatar.png&w=100&h=100&t=1"){kind=avatar}
