Степаненко И. Основы теории транзисторов и транзисторных схем (1977) (1086783), страница 101
Текст из файла (страница 101)
Теперь перейдем к каскаду с р а з н о т и п н ы м и транзисторами (рнс. 14-6, е). В атом случае нагрузочный транзистор T«включен тоже по схеме 03, но роль сопротивления Р, в формуле (14-22) теперь играет не входное, а выходное сопротивление Р» оэ. Если бы транзистор Т, работал в насьнценном режиме, та имело бы место равенство Р, аэ = Р, Такой вариант (когда последовательно включены два весьма больших ди ф фере н ц и а л ь и ы х сопротивления, в данном случае Рп и Р/э) характерен низкой стабильностью.
В ненасыщенном режиме' транзистора Т, сопротивление Р. „можно найти иэ выражения (5-69з); запишем его следующим образом: Разброс 8К зависит главным образом от разброса геометрических размеров — длин Е и ширин Л каналов соответствующих транзисторов 1см. (14-27) и (14-26)1. Что касается произведения В, йм, то возможности его увеличения будут яснее после некоторых преобразований. А именно, положим, что оба плеча ДК идентичны и имеюг с р е д н и е параметры (1,р, Я,, Ь, ).
Тогда, записывая (5-63) для Б,р и для Вь и учитывая, что (чь = Й,р, нетрудно получить соот- ношенйе 8о 2 1' В (14-36) где ьо Во = — —. 2 ь„" (14-37) Теперь, подставляя (14-36) в (14-35) и пренебрегая единицей в числителе, можно записать коэффициент подавления в весьма наглядной форме: Кп ~ (14-38) ! ЬК, 'УВ Например, если В = 0,4, ць = 50 и ЬК = 0,02, то К, — 3500 (т.
е. 70 дБ) Очевидно, что для величины К„определяющую роль играет разброс козффициенпюв усиления плеч. Учитывая (14-27), (14-25) и (5-55), можно сказать, что в общем случае этот разброс обусловлен допусками на подвижность, толщину диэлектрика и геометрический фактор Л/Е. При интегральном исполнении ДК главное значение имеет последний допуск, при использовании дискретных транзисторов, изготовленных по одному и тому же фотош а б л о н у, — первые два допуска, а при использовании произвольных транзисторов — все три допуска. Как правило, интегральное исполнение обеспечивает снижение разброса на порядок по сравнению с дискретным ДК на н е и о до б р а н н ы х транзисторах.
Из выражения (14-38) ясна роль еще двух параметров— рь и В,. У большинства МДП транзисторов коэффициент р имеет максимум при токах, в несколько раз меньших номинального (см. сноску на с. 306). Значит, если это допускают условия стабильности (с учетом м а л о й разности (7, — (7ь), следует ставить транзистор 7; в режим' пониженных токов. Что касается коэффициента Вь, то его уменьшение, диктуемое выражением (14-38), может быть достигнуто двумя путями: уменьшением удельной крутизны Ь, и увеличением удельной крутизны Ьчг Первый путь связан с уменьшением геометрического фактора хам,.
Если длина канала Е, такая же, как у основных транзисторов (5-10 мкм), то получить отношение Яь/Е, < 1 затруднительно по технологическим причинам (разрешающая способность фотолитогРафии). Если же увеличить длину канала Е„то может заметно измениться конфигурация поля исток-затвор, положенная в основу всего анализа МДП транзисторов; кроме того, увеличивается «растекание» дырок из канала по оси г (см. рис. 5-29)..Поэтому реальные значения Яо(Ее составляют не менее 0,2 — 0,3. Следовательно, основным способом уменьшения коэффициента В, (радн увеличения г(„) является увеличение удельной крутизны Ь„, активных транзисторов Т, н Т,.
Это одновременно способствует повышению коэффициента усиления. Последний согласно ()4-34г) и (14-27) можно записать в виде К= —— Рср = — ~/в„. рс» — +1 )гн,» (14-39) где в„= (ь,+ ьз)((ьз+ ь,). Как в однотактном каскаде (см.
(14-30)), статический режим ДК оказывается связанным с парам«тром ргн, т. е. с козффипиентом усиления; кроме того, на режим ДК влияет параметр г' Ес. Опусная сравнительно громоздкие выклзлки (146), приведем основные результаты анализа. Если положить в начальном состоянии схемы ()„= ()„= 0 (что характерно для ДК), то соотношение между напряжениями питания имеет вид: ) Кр Ег — ис ()4 40) е,— и,— з, 1+ 1Ф е, а необходимое напряжение смешения для транзистора Т, определяется формулой 1 () ~(Е,— из+ б ) () 4-41) Например, если ) В, =)К р( 5; г'Е„= 0,5; и„=- 3 В и Ла= 5 В то из приведенных формул следует: Ег = 1,67Е» — 10,4; и с= — 0.2Е» — 4.4.
Задаваясь одним из напряжений питания, получаем остальные две величины Так, задаваясь Е, = 20 В, получаем Ез =- 18 В; и,е= — 8,8 В. Из ()4-40) можно заметить, что всегда должно выполняться условие Ез > Уа + Ло и что равенство Е, = Е, (желательное в з В выражениях (14-40), (14-41) символом Ле обозначена «степень насыщения» транзистора Тс: д,=(и..).— ((и ) — и.). Такой «запас» по насысдению необходим для того, чтобы при положительном синфазном сигнале, когда стоковое напРЯжение тРанзнстоРа Тс Уменьшаетсн (по мсДУлю), не было иаРУшено Условие насыЩениЯ иса ) иаа — иа.
реальных схемах) возможно то.чько при достаточно болыннх значениях В», удовлетворяющих условию )~Е, Нср В заключение остановимся на напряжении разбаланса Ур. Оно в конечном счете определяется экспериментально, так как теоретически рассчитать индивидуальную асимметрию плеч невозможно. Однако формально оценить влияние тех или иных допусков иа величину Ур можно из тех же выражений, которыми описывается статический режим.
Снова опуская выкладки, запишем согласно Н45) результат: () ~ — (Ег — ()») — + М/»ж — . (14-42) бК Пс~» ээ !Кср! ! дср! Здесь Л(г'„з = с1„т — ()ш и Л(),зэ = с)„— 0„— разбросы пороговых напряжений. Среднее пороговое напряжение У» по- прежнему принято одинаковым для всех транзисторов '. Из выражения (14-42) следует, что разброс пороговых напряжений активных транзисторов Т, и Тз н е п о с р е д с т в е н н о определяет величину (гр, а разброс пороговых напряжений нагрузочных транзисторов ослабляется в К,р раз. Весьма важную роль может играть первое слагаемое, не связанное с разбросом пороговых напряжений. Например, если Е, — У» = 15 В, бК = 0„02 и К,р — —- = 5, то первое слагаемое составляет 60 м — значение, вполне сравнимое с разбросом Л()». э учет различия пороговых напряжений ие принципиален н приводит лишь к более громоздким выражениям для всех рассмотренных выше параметров (см.
(Ы61). Однако при оценке напряжения разбаланса учет разброса величины сс», разумеется, прииципиалыю необходим. ИМПУЛЬСНЫЕ СХЕМЫ Гаава иатнадвата ЛАНЗИСтОРНЫВ КЛЮЧИ $5-К ВВКДККИК Будем называть ключом такую схему, основное назначение которой сосгоит в замыкании и размыкании цепи нагрузки с помощью управляющих входных сигналов. По аналогии с механическим ключом (контактом) качество транзисторного ключа определяется в первую очередь минимальным падением напряжения на нем в замкнутом состоянии, и минимальным током в разомкнутом состои янин, а также скоростью перехода из одаб ного состояния в другое. Ключевые схемы ра лежат в основе более сложных импульс- «б р„, ных схем, поэтому материал данной глаеб об ~х, вы будет широко использован в дальнейшем.
Кроме того, некоторые типы транзисторных ключей имеют самостоятельное значение в качестве бесконтактных прерыис. 1о-Ь ро теа вя траюи,',.рннмя .,юЧ„а вателей. транзисторе, виввменвом Транзисторный ключ имеет ряд схемио схеме ОЗ. ных вариантов, простейший нз которых приведен на рис. 15-1. Активная нагрузка )с, включена в коллекторную цепь, а управляющие импульсы поступают от генератора Еб через сопротивление Яе, которое, в частности, может быть внутренним сопротивлением генератора.
Включение транзистора по схеме ОЭ имеет в импульсной технике столь же широкое распространение, как и в области усилителей. Поэтому такое включение положено в основу последующего анализа, а особенности других включений и других схемных вариантов ключей будут охарактеризованы позднее. В отличие от усилителей, в которых (за исключением мощных каскадов класса В) транзисторы работают в активном режиме, в ключах (и импульсных устройствах вообще) транзисторы могут работать в нескольких качественно различных режимах. Эти режимы характеризуются полярностями напряжений на переходах транзистора. А именно различают >: 1) режим отсечки (У, < 0; (1, < 0); 2) нормальный аклшвный режим Я, ) 0; (/„< 0); 3) инверсный активный режим («>', ( 0; У, ) 0); 4) режим насьицения (Еlь ) 0; У„> О).
Последний было бы правильнее называть режимом двойной инжекиии, так как насыщение (тока), как увидим ниже, есть лишь р ез ул ьт а т такого режима в ключевых схемах. 15-2. СТАТИЧЕСКИЕ ХАРАКТЕРИСТИКИ КЛЮЧА 03 Рис. 1б-х. Рабочие точки ключа ОЭ ка семействе коллекторвых характеристик. Рассмотрим семейство характеристик транзистора, включенного по схеме ОЭ (рис. 15-2). Проведем на характеристиках линию нагрузки )т>„. Минимальный ток ключа соответствует точке А, а минимальное падение напряжения на ключе — точке В. В точке А трап- Г» ' зистор заперт, так как на его базе действует положительное смещение; в точке В транзистор открыт и на- д» сьпцен. г«>о Рассмотрим подробнее эти два состояния, положив в основу формулы (4-4), описывающие идеализированный транзистор в режиме боль- д г«=в шаго сигнала.
г«= г»в Режим отсечки. Пусть Ез ) 0 и в -б» -в„ пусть обе э. д. с. Ез и Е„значительно превышают величину температурного потенциала гр;. Положим, кроме того, что сопротивления Вз и Йа не очень велики, так что падением напряжения на них от «остаточныю> токов базы н коллектора можно пренебречь. Тогда можно считать !У,! = Ез =м грг и Ф„! = Е, ~~ь грг, т. е.
пренебречь экспонентами в формулах (4-4). Переходя в последних от и к (3, используя соотношение (4-5) и полагая (>и в 'ри получаем следующие значения токов в запертом транзисторе ': '+рн Ьг 6г 1,=— >»о )»о! (15-1 а) 1+('>+('н рн рл 1+Рл (15-1б) I н 'и >» „» > *»>»--~. о Здесь и далее под казффициентами р понимаются и и те г р ал ь н ы е значения (см. З 4-6), поскольку в ключах и вообще в импульсных схемах транзисторы работают в ш и р о к а м диапазоне токов и напра>хений. Напомним, что козффициенты 11 зависят от режима; в частности, в режиме отсечки ани могут иметыораздо меньшие значения, чем в нормальном активном режиме.
![](https://s.studizba.com/z.php?f=/templates/si/i/noavatar.png&w=100&h=100&t=1"){kind=avatar}
