Radiolokacionnye_sistemy_SFU_elektronnyy _resurs (1021137), страница 37

Просмтор этого файла доступен только зарегистрированным пользователям. Но у нас супер быстрая регистрация: достаточно только электронной почты!

Текст из файла (страница 37)

4.109) вводится обратная корреляционная связь (рис. 4.111), поэтому компенсаторы получили названиекорреляционных. В стационарном режиме работы компенсационного каналаоптимальное значение Копт устанавливается при достаточно сильной корре−γ 0Σ M ( yΣ y1 ) , γ 0 > 1.ляционной обратной связи: K =y0(t)y1(t)ХΣyΣ(t)XРис.

4.111. Схема простейшего корреляционого автокомпенсатораПодставив YΣ(t) = y0(t) + Ky1(t) и заменив усреднение по времени ус− γ 0 ρ 01σ 0σ 1 + Kσ 12 иреднением по реализациям, получим уравнение K =( Радиолокационные системы. Учеб.)223ГЛАВА 4 МЕТОДЫ РЕАЛИЗАЦИИ РАДИОЛОКАЦИОННЫХ УСТРОЙСТВ И СИСТЕМ4.5. ЗАЩИТА РЛС ОТ ПАССИВНЫХ И АКТИВНЫХ ПОМЕХ. ПРОСТРАНСТВЕННО-ВРЕМЕННАЯ ОБРАБОТКА СИГНАЛОВего решение K = − γ0ρσ0σ1σ, принимающее оптимальное значение −ρ 021 + γ0σ1σ1y0 ( t ) −  ρ 01при γ0 >> 1 . Выходное напряжение y=Σ (t )σ0  y ( t ) декорреσ1  1лируется при этом с напряжением компенсирующего канала:M ( yΣ y1 ) =ρσ 0σ 1 −ρσ 0 2σ =0.σ1 1Остаточная дисперсия помехи уменьшается до =σ Σ2 σ 02 (1 − ρ ) . Отно2σ 021шение Kназывается коэффициентом подавления помехи.

Его==п2σ Σ 1 − ρ201значение тем выше, чем ближе к единице квадрат коэффициента корреляции2ρ 01напряжений основного и компенсирующего канала.Таким образом, учет пространственных параметров сигнала и помехипозволяет повысить качество обнаружения сигналов за счет когерентногонакопления пространственных элементов сигнала и компенсации коррелированных частей помехи.4.6.

ЦИФРОВАЯ КОГЕРЕНТНАЯ ОБРАБОТКА СИГНАЛОВЦифровая обработка сигналов находит все большее применениеврадиолокации. Широкому внедрению цифровых методов обработки информации способствуют достижения в области микроэлектроники и вычислительной техники, позволяющие заменить громоздкие и дорогостоящие аналоговые элементы РЛС миниатюрными стандартизированными высокоточными цифровыми устройствами. Универсальность цифровых методов обработки с использованием быстродействующих современных вычислительныхсредств обеспечивает обработке сигналов её адаптивность, повышение возможностей взаимозамены и резервирования цифровых элементов, неограниченного хранения оцифрованной информации при оперативном доступе кней.

К числу основных ограничений использования цифровых методов следует отнести недостаточное быстродействие цифровых элементов для обработки широкополосных и высокочастотных сигналов. Цифровая обработкаможет производиться как во временной, так и в частотной области. Радиолокационные системы. Учеб.224ГЛАВА 4 МЕТОДЫ РЕАЛИЗАЦИИ РАДИОЛОКАЦИОННЫХ УСТРОЙСТВ И СИСТЕМ4.6. ЦИФРОВАЯ КОГЕРЕНТНАЯ ОБРАБОТКА СИГНАЛОВ4.6.1. ХАРАКТЕРИСТИКИ ОЦИФРОВАННЫХ СИГНАЛОВ И ШУМОВВажной особенностью цифровой обработки является переход от аналоговых величин к дискретным, т.

е. преобразование непрерывно изменяющихся величин в цифровую форму. Для этого используются аналого-цифровыепреобразователи (АЦП). Сохранение фазовой структуры принимаемого сигнала обеспечивается преобразованием его в дискретную форму на высокой(промежуточной) частоте. Оцифровывание таких сигналов требует высокогобыстродействия АЦП.

Поэтому в силу ограниченного быстродействия дискретных логических элементов цифровую обработку принимаемых колебаY ( t ) ⋅ cos  2πf 0t + argY ( t )  , где Y (t ) = Y ( t ) e jY ( t ) – комплекснаяний y ( t ) =амплитуда, осуществляют на видеочастоте. Из-за случайности начальной фазы сигналов переход на видеочастоту осуществляется в двух каналах (рис.4.112).y(t)ХФНЧReỶ(t)АЦПykcos 2πf0(t)sin 2πf0(t)ХФНЧImỶ(t)АЦПy⊥kУстройствоцифровой обработкиРис.4.112.

Схема цифровой обработки на видеочастотеВ качестве умножителей обычно используются фазовые детекторы.Квадратурные напряжения ( t ) cos  argY ( t )  , Y (t ) Y ( t ) sin argY ( t ) Y (t ) Y==⊥выделяются полосовыми фильтрами в полосе 0 < F < Fmax, где Fmax – максимальная частота в спектре видеосигнала, и поступают в АЦП.Шаг временной дискретизации ∆t сигнала y(t) в АЦП выбирают согласно теореме Котельникова: ∆t ≤1(рис. 4.113).2 ⋅ Fmax Радиолокационные системы. Учеб.225ГЛАВА 4 МЕТОДЫ РЕАЛИЗАЦИИ РАДИОЛОКАЦИОННЫХ УСТРОЙСТВ И СИСТЕМ4.6. ЦИФРОВАЯ КОГЕРЕНТНАЯ ОБРАБОТКА СИГНАЛОВy(t)y(t)y максttРис.

4.113. Дискретизация входного сигналаПосле временной дискретизации в АЦП осуществляется дискретизацияуровней ∆ и двоичное кодирование мгновенных значений.Шаг дискретизации уровней ∆ чаще всего выбирают равномерным ∆ =2ymax/2L. Здесь ymax – максимальный уровень амплитуды знакопеременногонапряжения; L – число двоичных разрядов. При большой разрядности L характеристика АЦП приближается к линейной (рис. 4.114), отличаясь от неена кусочно-линейную функцию (δ(yвх)).yвых∆δ∆∆/2yвхyвхРис. 4.114. Характеристика АЦПОстаточная нелинейность приводит к искажениям принимаемых колебаний, равносильным наложению шумов дискретизации.

Значения этих шумов равномерно заполняют интервал от – ∆/2 до ∆/2, дисперсия составляет∆2/12:∆ 21∆22σ==y dy.∆ −∆∫ 2122кв(4.71)Обычно требуют, чтобы шумы квантования были не больше собствен22, откуданых шумов приемника, т. е. σ кв≤ σш2∆2  ymax  −2 L= ⋅ 2 ≤ σш2 .12  1,73  Радиолокационные системы. Учеб.226ГЛАВА 4 МЕТОДЫ РЕАЛИЗАЦИИ РАДИОЛОКАЦИОННЫХ УСТРОЙСТВ И СИСТЕМ4.6. ЦИФРОВАЯ КОГЕРЕНТНАЯ ОБРАБОТКА СИГНАЛОВПри когерентной обработке, когда требуется осуществлять цифровуюфильтрацию сигналов, когерентную компенсацию помех, число уровнейквантования нужно увеличивать, чтобы уменьшить искажения (из-за квантования) сигналов и помех. На практике часто выбирают ∆ = σш.

При этом число порогов квантования 2L ≥ (2ymax/σш) = d, где d – динамический диапазонаналоговой части приёмника. Отношение динамического диапазона в децибелах к числу разрядов γ = 20lgd/log2d, и, когда σш = ∆, оно составляет 6дБ/разряд. Применительно к условию выбора L для обеспечения эффективности компенсации помех это соответствует нормальной помехе с дисперсией σп2 = (ymax/1,73)2, которая не превышает уровень ymax с вероятностью 0,92,т. е. существенно не искажается, а d = σп2/σш2.

Наряду с методами двойнойдискретизации по времени и многоуровневой дискретизации мгновенныхзначений развиваются также методы чисто временной дискретизации. Этосвязано с появлением нового класса БИС-приборов (больших интегральныхсхем) с переносом зарядов, которые имеют определенные преимущества перед цифровыми элементами, проявляющиеся в простоте сопряжения с аналоговыми элементами.Таким образом, основными характеристиками оцифрованных сигналови шумов являются: интервал временной дискретизации; шаг дискретизациипо амплитуде; дисперсия шума квантования.4.6.2. ЦИФРОВОЙ КОРРЕЛЯТОРАналоговая корреляционная обработка сигналов со случайными параметрами сводится к вычислению модульного значения корреляционного интеграла:z=z2 + z⊥2 ,∞1где z Re==z, z⊥ Jm z, z = ∫ Y ( t )X * ( t ) dt – комплексный корреляцион2 −∞ный интеграл.Квадратурные составляющие корреляционного интеграла выражаютсячерез квадратурные составляющие комплексных амплитуд принимаемогоколебания Y ( t ) и ожидаемого сигнала X ( t ) , т.

е.Y ( t ) =Re Y ( t ) + jImY ( t ) , X * ( t ) =Re X * ( t ) + jIm X * ( t ) ,илиY ( t ) =Y ( t ) + jY⊥ ( t ) ,X * ( t ) =X ( t ) + jX⊥ ( t ) . Радиолокационные системы. Учеб.227ГЛАВА 4 МЕТОДЫ РЕАЛИЗАЦИИ РАДИОЛОКАЦИОННЫХ УСТРОЙСТВ И СИСТЕМ4.6. ЦИФРОВАЯ КОГЕРЕНТНАЯ ОБРАБОТКА СИГНАЛОВТогда получимz=где z =Re z =z11 − z22 ;1( z + jz⊥ ) ,2z⊥ =Im z =z21 + z12 ,∞аzi , kRe  *1 Re Yt=()∫ Im  I  X ( t ) dt.2 −∞mЗначения i, k равны единицам при реальных и двойкам при мнимыхзначениях сомножителей подынтегрального выражения.

В результате временной дискретизации интегралы zi, k переходят в весовые суммы:=z11T =yxyz22∑ 1 1 x; =T=yxy∑ ⊥1 ⊥1 ⊥ x⊥ ; ==z21 ∑y⊥1 x1 y⊥T x; =z12 =y1 x⊥1 yT x⊥ .∑y┴1y1НакопительXXНакопительXНакопительX-x┴1Накопитель(4.72)z21Σz12Устройствоквадратичнойобработкиz11Σ-z22x1Инверторx┴1ГенераторопорныхнапряженийРис. 4.115. Схема цифрового коррелятораТаким образом, структурная схема корреляционной обработки (рис.4.115) включает четыре дискретных коррелятора, реализующих операции вида Радиолокационные системы. Учеб.228ГЛАВА 4 МЕТОДЫ РЕАЛИЗАЦИИ РАДИОЛОКАЦИОННЫХ УСТРОЙСТВ И СИСТЕМ4.6.

ЦИФРОВАЯ КОГЕРЕНТНАЯ ОБРАБОТКА СИГНАЛОВ=zT =yxy∑ 1 1 x.(4.73)Число корреляторов сокращается иногда до двух, если ожидаемый сигнал не модулирован по фазе или модулирован кодом 0, π, доплеровское смещение частоты мало, а наблюдение производится на фоне белого шума. Принеизвестном времени запаздывания коррелятор должен быть многоканальным по этому параметру.При стационарном характере помехи корреляционные суммы могутбыть вычислены с помощью цифровых устройств, выполняющих функции аналоговых линейных видеочастотных фильтров. Для реализациикомплексного алгоритма требуется в общем случае четыре цифровыхфильтра.Таким образом, для вычисления корреляционного интеграла цифровойкоррелятор включает умножитель, сумматоры и элементы памяти.4.6.3.

ПРИМЕРЫ ИСПОЛЬЗОВАНИЯ ЦИФРОВЫХ ФИЛЬТРОВ ДЛЯ ОБРАБОТКИСИГНАЛОВМетоды цифровой фильтрации во временной области делят на нерекурсивные и рекурсивные. Нерекурсивные фильтры имеют конечные импульсные характеристики и выполняются без обратных связей. Рекурсивныефильтры имеют бесконечные импульсные характеристики и выполняются собратными связями, что уменьшает объем запоминающих устройств илиувеличивает длительность накопления.Алгоритм работы нерекурсивного фильтраM −1Wk = ∑ yυk − ,(4.74) =0подобен алгоритму свертки аналогового фильтра (рис.

4.116) W ( t ) =∞=∫ y ( s )υ ( t − s )ds.−∞Значения t, s непрерывного времени заменены номерами отчетов k, ℓ,операция интегрирования – операцией суммирования.В литературе фильтры с конечной импульсной характеристикой называют фильтрами с конечными импульсными характеристиками (КИХфильтрами). Радиолокационные системы. Учеб.229ГЛАВА 4 МЕТОДЫ РЕАЛИЗАЦИИ РАДИОЛОКАЦИОННЫХ УСТРОЙСТВ И СИСТЕМ4.6. ЦИФРОВАЯ КОГЕРЕНТНАЯ ОБРАБОТКА СИГНАЛОВвидеАлгоритм работы рекурсивного цифрового фильтра представляют в=WkM∑amy+ ∑ b Wk −λ ,(4.75)λm k −m=λ 1m 0=y0, y1, y2, y3z-1z-1Δtz-1ΔtV0V1ΔtV2V3ΣРис. 4.116. Структурная схема нерекурсивного фильтра для обработки сигнала,-1состоящего из четырех временных дискрет, z – элемент задержки на такт ∆tКоэффициенты b (λ = 1, 2,...) характеризуют обратные связи различногопорядка. Коэффициенты am характеризуют дискреты импульсной характеристики при разомкнутых обратных связях. В литературе фильтры с бесконечнойимпульсной характеристикой называют БИХ-фильтрами (рис.

Характеристики

Список файлов книги