Osnovi_teorii(прост учебник) (1021136), страница 97
Текст из файла (страница 97)
9.24в. Обобщенная структурная схема измерителя обзорного типа с плоской АФАРGYβG 2Z (α)εlGαβРаздел III. Теоретические основы радиолокационной системотехникиln lεβРис. 9.25. Выходной эффект измерителя при отсутствии помех21,5ln l10,50ε–0,5–1–1,5β–2–4 –3–2–10123Рис. 9.26. Выходной эффект измерителя по достаточной статистике |Z (α)|2при действии ИП в области главного лепесткаМинимум значения этой величины соответствует угловомунаправлению на ИП. Здесь важно подчеркнуть, что смещение максимумавыходного эффекта (рис. 9.26) происходит в случае применения в АФАРалгоритмов, основанных на текущей оценке КМП или ОКМП. Если жев качестве устройств адаптации используются автокомпенсационныесистемы с корреляционной обратной связью, то смещение максимума выходного эффекта не происходит. Это явление объясняется особым свойством корреляционной обратной связи – свойством нормировки выходногоGэффекта |Z ( α )|2 к величине ν (α). Поэтому в такой АФАР выходной эффект измерителя соответствует несмещенной достаточной статистике462Глава 9.
Обнаружение и измерение параметров РЛ сигналов …(9.76). Однако нормировка сопровождается расширением выходного эффекта, что указывает на увеличение флюктуационной погрешности измерения (рис. 9.15).21,5ln l10,50ε–0,5–1β–1,5–2–4 –3 –2–101234Рис. 9.27. Выходной эффект измерителей по полнойдостаточной статистике (9.70), (9.69)Важно подчеркнуть, что емкие векторно-матричные операции вычисления величины ν (α), показанные на рис. 9.18, 9.24а, б, в, можно заменить простейшей операцией квадратичного детектирования с постояннойвремени детектора, существенно превышающей длительность полезногосигнала. Это объясняется тем, что рассматриваемая величина пропорциональна остаткам компенсации помех и не содержит временнóй составляющей сигнала.9.6.3.
Особенности синтеза адаптивноговременнόго дискриминатораПо аналогии с рассмотренным выше угловым может быть построени адаптивный временнóй дискриминатор. При этом если в угловом дискриминаторе измеряемым параметром является угловая координата цели,а защита осуществляется в пространственной области, то во временнóмдискриминаторе измеряемым параметром является время запаздывания tз,а защиту от мешающего импульса помехи целесообразно осуществлять почастотным выборкам. Тогда, заменяя в уравнении правдоподобия (9.77)параметр α на t з и полагая расстройку измеряемого параметра относительно ожидаемого достаточно малой, получаем выражение для выходногоэффекта адаптивного временного дискриминатора:463Раздел III. Теоретические основы радиолокационной системотехники()Δ t tзи , tlз =( )( )2⎧⎫ (9.87)l , t ) ν′ tlZ(tззиз1⎪ ∗ l⎪llRe ⎨ Z tз , tзи Z Δ tз , tзи −=− 2 ν′ t з ⎬ .l Т + ν tll Т + ν tl1/ Э1/ Э⎪⎪ээзз⎩⎭(( )) ()( )G GGG d G ∗ l G l G −1Здесь Z tlз , tзи = YпТ Rп∗ tlз , Z Δ tlз , tзи = YпТRп tз , Rп tз = Фп ( tз1 ) X п∗ tlз ,dtG G K G −1 G G −1 K Т* GKG G згде Yпр = ПY ; Фпр = ПФ П ; X пр = ПХ ; П – матрица дискретного преобра-()()()( ) ( )()зования Фурье.
В свою очередь,⎛ 2π ⎞sin⎜ κ tз ⎟ τи / 2 − jk 2π tзG⎝ Δt ⎠X пр ( tз ) = τиe Δt ,⎛ 2π ⎞⎜ k t з ⎟ τи / 2⎝ Δt ⎠⎛ 2π ⎞sin⎜ k t з ⎟ τи / 2 − jk 2π tзG⎝ Δt ⎠′ ( tз ) = − jτиX прe Δt , k = ± 0, n ,τи / 2(9.88)(9.89)n = τи / ∆t; τи, ∆t – соответственно длительность импульса ожидаемого сигнала и интервал дискретизации; tзи – истинное время запаздывания имlпульса ЭС; tз1 – время запаздывания импульса помехи.
Оценка энергии ЭТэосуществляется в соответствии с соотношением (9.81) с учетом введенногопреобразования П.Основная трудность практической реализации таких дискриминаторов обусловлена особенностью построения устройства когерентной компенсации импульсной помехи. Посредством дискретного преобразования Фурьекогерентная компенсация импульса помехи переносится в частотную область. При этом возможный сдвиг во времени этого импульса относительно импульса сигнала преобразуется в пропорциональный сдвиг по частотеспектральных составляющих импульса помехи относительно соответствующих спектральных составляющих спектра сигнала. Многочастотныйхарактер дискретного спектра импульсов помехи и сигнала определяетмногоканальность по частоте устройства когерентной компенсации импульса помехи, которая может быть реализована по любой из приведенныхвыше схем адаптивной обработки.
Принципиальное отличие рассматриваемого случая состоит лишь в том, что меры по устранению влияния по464Глава 9. Обнаружение и измерение параметров РЛ сигналов …лезного сигнала на оценку КМП здесь являются обязательными. Это связано с тем, что импульс сигнала и импульсы помехи, уводящей по дальности, в общем случае могут различаться только временем запаздывания. Результаты статистического моделирования временнóго дискриминатора показаны на рис. 9.28, а, б, в, г.На рис. 9.28, а представлен импульс сигнала на входе дискриминатора (на выходе АД приемника), центр которого совмещен с центром полустробов системы АСД.
На рис. 9.28, б показана аддитивная смесь импульсов сигнала и помехи, в которой амплитуда помехи в два раза превышаетамплитуду сигнала, а сам импульс помехи сдвинут во времени относительно импульса сигнала на tз = τи/2. При этом в области перекрытия импульсов результирующая амплитуда аддитивной смеси заметно превышаети амплитуду сигнала, и амплитуду помехи.На рис.
9.28, в приведены нормированные к своим максимальнымзначениям выходные эффекты суммарного канала дискриминатора:1) сплошной красной линией – выходной эффект при отсутствии помехи;2) штрихпунктирной синей – выходной эффект, пропорциональный квадрату модуля корреляционного интеграла при воздействии помехи; 3) пунктирной зелёной – выходной эффект по нормированной к величине ν (tз)статистике (9.76); 4) совокупностью сиреневых точек – выходной эффект,соответствующий полной достаточной статистике (9.76).На рис.
9.28, г представлены нормированные к своим максимальнымзначениям ДХ временнóго дискриминатора с учетом перевода обработки(осуществления когерентной компенсации импульса помехи и создания результирующего выходного эффекта) в частотную область: 1) сплошной красной линией показана ДХ при отсутствии помехи; 2) штрихпунктирной синей –ДХ, соответствующая дискриминаторному эффекту (9.82) в условиях воздействия помехи; 3) пунктирной зелёной – ДХ, соответствующая нормированному к ν (tз) дискриминаторному эффекту (9.79); совокупностью сиреневых точек – ДХ, соответствующая дискриминаторному эффекту по полной достаточной статистике (9.87). Значения сдвига ∆f отсчитываются в эквивалентныхединицах частоты, согласованных с единицами длительности импульса сигнала во временнóй области.
Во всех рассмотренных случаях, кроме ситуаций,соответствующих кривым красного цвета (рис. 9.28, в и рис. 9.28, г) предусмотрена когерентная компенсация импульса помехи в частотной области.При переходе из временнóй в частотную область сдвиг импульсовсигнала и помехи по времени запаздывания преобразуется в сдвиг спектровэтих импульсов по частоте, что позволяет осуществить когерентную многоканальную компенсацию импульса помехи за счет формирования оценкиОКМП по его частотным выборкам подобно рассмотренной выше пространственной обработке сигналов в АФАР на фоне АШП или временнóйобработке в устройстве ЧПАК на фоне ПП (параграф 9.7; рис. 9. 30).465Раздел III. Теоретические основы радиолокационной системотехникиU (t ) −1− 0,50 ,50а1t бln AΔfвΔΔfгРис.
9.28. Результат статистического моделирования временнóго дискриминатора: а – импульс сигнала на входе дискриминатора; б – аддитивнаясмесь импульса сигнала и помехи на входе дискриминатора; в – семейство нормированных выходных эффектов суммарного канала; г – семействонормированных ДХ дискриминатора466Глава 9. Обнаружение и измерение параметров РЛ сигналов …Как следует из представленных результатов моделирования, общиезакономерности поведения ДХ дискриминатора системы АСД в условияхадаптации к импульсной помехе, уводящей по дальности, мало чем отличаются от поведения соответствующих характеристик рассмотренных выше угловых дискриминаторов. Некоторая систематическая погрешность(смещение нуля ДХ) выходного эффекта (9.87) связана с ограниченностьючисла частотных выборок, используемых при оценке ОКМП импульса помехи.9.7.
Преодоление априорнойнеопределенности параметров сигналаотносительно параметров пассивных помех9.7.1. Модели сигнала и помех. Когерентная весоваяобработка пачки эхосигналовВ литературе по теории и технике радиолокации приводятся основныеустройства подавления помех преимущественно в той последовательности,в какой они исторически возникали как закономерный ответ РЛ инженернойпрактики на повышение возможностей СВН противника в постановке помехэтого класса.
Рассмотрим специфику компенсации ПП с точки зрения поставленной выше обобщенной задачи преодоления априорной неопределенности параметров сигнала относительно параметров внешних помех (в расGсматриваемом случае – относительно параметров ПП λп1 ).Ранее было введено предположение о возможности разделения обработки сигналов в АФАР на пространственную и временнýю. Как выяснилось в ходе предыдущих рассуждений, пространственная обработка,в процессе которой осуществляется компенсация АП и когерентное накопление полезного сигнала поGэлементам решетки, сводится к оценке ОКМПGGΦ − 1 или весового вектора R ( α ) и весовой когерентной обработке вектораGвходных воздействий Y (t).
Последующая временна́я обработка должнавыполнять либо только согласованную фильтрацию сигнала, если в устройстве не предусмотрена компенсация ПП, либо согласованную фильтрацию с последующей оптимальной когерентно-весовой обработкой пачкиЭС в случае воздействия ПП. Для сигнала в виде пачки взаимно когерентных импульсов модель ожидаемого (опорного) полезного сигнала имеетследующий вид:MX ( t ) = ∑ X i X 0 ( t − ti ) ,(9.90)i =1467Раздел III. Теоретические основы радиолокационной системотехникигде Xi – независящий от времени коэффициент, характеризующий огибающую пачки эхосигналов X0 (t – ti); X0 – комплексная амплитуда i-го ожидаемого сигнала (i = 1 … M – номер периода зондирования).Аналогично может быть представлена и модель ПП:MX а ( t ) = ∑ Ai X 0 ( t − ti ) ,(9.91)i =1где Ai – случайный коэффициент, характеризующий огибающую пачкиПП.Исходя из уравнения корреляционного интеграла, описывающегоэтап временнóй обработки∞1Zl =Y ( t ) X ∗ ( t − tl ) dt ,∫N0 −∞(9.92)весовой (корреляционный) интеграл, характеризующий многоканальнуювременнýю обработку в устройстве подавления ПП, может быть представлен либо весовой суммойMz = ∑ Zl Rl* ,(9.93)l =1G Gлибо соответствующей векторно-матричной формой z = Z Т R*.
![](https://s.studizba.com/z.php?f=/templates/si/i/noavatar.png&w=100&h=100&t=1"){kind=avatar}
