Osnovi_teorii(прост учебник) (1021136), страница 98
Текст из файла (страница 98)
Здесь Zi –результат согласованной фильтрации i-го радиоимпульса в приемнике.В наиболее общем виде временнáя обработка сигналов на фоне ППсводится к согласованной фильтрации одиночных радиоимпульсов и последующей когерентной весовой обработке результата в соответствиис соотношениями (9.92), (9.93).
Структурная схема, реализующая эту весовую обработку, представлена на рис. 9.29.UвхСФТRmТТRm–1R1R2ΣДРис. 9.29. Схема весовой обработкикогерентной пачки ЭС на фоне ПП468UвыхГлава 9. Обнаружение и измерение параметров РЛ сигналов …Y∑СФZiТ×∑zGR–γ∫Т×Рис. 9.30. Структурная схема ЧПАК ППТехнически такая обработка может быть реализованаG с помощью ужеизученных алгоритмов вычисления весового вектора R с выделеннымиосновным и компенсационными каналами (рис. 9.30). Отличие оптимальной временно́й обработки от пространственной связано с наличием в цепикомпенсационных каналов M – 1 линий задержки на период следования ЗСвместо пространственно разнесенных антенн (ДН) компенсационных каналов. Здесь Y∑ – сигнал на выходе системы адаптивной пространственнойобработки.Оптимальное число каналов (по числу отводов линии задержки) определяется числом периодов повторения сигналов, в которых сохраняетсямежпериодная корреляция ПП.
Такая многоканальная система обеспечивает автоматическую настройку провала (минимума) своей АЧХ на максимум спектра помехи, включая и многослойную (широкополосную) ПП. Поэтой причине подобные системы подавления получили название системыЧПАК ПП. Необходимость в установке переобеляющего матричногофильтра, который имеет место в цепи компенсационных каналов системызащиты от АП (рис. 9.13), здесь отсутствует. Это связано с разносом вовремени моментов поступления ПП на компенсационные входы АКП,вследствие чего эти каналы оказываются статистически независимыми.9.7.2. Особенности адаптивного измерениядоплеровского параметра сигнала на фонепассивных помехПри скоростной селекции сигнала на фоне ПП, когда спектры полезного и мешающего сигналов перекрываются, доплеровская частота сигнала FД принимает энергетический характер: отношение сигнал/помеха оказывается зависимым от степени перекрытия сигнала и ПП по радиальной469Раздел III.
Теоретические основы радиолокационной системотехникискорости (от степени совпадения радиальной скорости цели и ПП). В этомслучае формирование провала в АЧХ адаптивного фильтра на частоте помехи искажает ДХ частотного дискриминатора подобно тому, как искажается ДНА углового дискриминатора при адаптации к АП. Степень искажения характеристики частотного дискриминатора тем больше, чемв бóльшей степени сигнал, отраженный от ПП, перекрывается по FД сигналом, отраженным от подвижной цели. Поэтому при синтезе адаптивныхизмерителей радиальной скорости цели необходимо, как и в случае с АП,учитывать энергетический характер измеряемого параметра.Существенно, что рассмотренные ранее закономерности адаптивногоизмерения и принципы построения измерителей угловых координат и времени запаздывания справедливы и для случая адаптивного измерения радиальной скорости цели. Поэтому синтез частотного дискриминатораможно свести к формальной замене в алгоритмах (9.80), (9.81) оценки угловых параметров α и αи на оценки FД и FДи:( Fm ) − 2ν′ Fm ⎫⎪,( )⎬mF⎪⎭( )2⎧⎧Ζtν()1⎪⎪Δ t, Fm, F =′Re ⎨Ζ ( t ) Ζ ( t ) −Д Ди⎪l Т +ν Fml Т +ν1Э1Э⎪⎩ээД⎪⎪⎨⎪m)T Z (t )2 − 2ν( FД⎪1lТ =Ээ⎪∫ 2ν2 (Fm ) dt.ТД0⎪⎩()( )ДДД(9.94)Устройства, реализующие алгоритм адаптивного частотного дискриминатора (9.94) и когерентную весовую обработку в этом дискриминаторе, приведены соответственно на рис.
9.31 и 9.32. Несложно заметить,что структура адаптивного частотного дискриминатора отличается отадаптивного углового только лишь входными цепями устройства защитыот помех. Остальные элементы дискриминаторов, включая сами устройства компенсации помех и собственно измерительную часть, фактическисовпадают, подтверждая тем самым справедливость принципа материального единства мира. Символами 0Т, 1Т, 2Т, … МТ обозначены выходы линий задержки по числу реализованных в схеме задержек на период следования.Результаты статистического моделирования частотного дискриминатора представлены на рис.
9.33–9.36. В частности, на рис. 9.33 показаныспектры сигнала и ПП, на рис. 9.34 – различные варианты перекрытия этихспектров по FД, на рис. 9.35 – ДХ для алгоритма, не учитывающего энергетический характер доплеровской частоты FД. Кривая 1 получена при от470Глава 9. Обнаружение и измерение параметров РЛ сигналов …сутствии ПП; кривые 2, 3, 4 – в условиях адаптации к помехам (для степени перекрытия спектров, представленных на рис. 9.34, а, б, в соответственно).
На рис. 9.35 приведены ДХ для алгоритма (9.94). Возрастающие номера кривых здесь также соответствуют ситуациям перекрытия сигналаи помехи, отображенным на рис. 9.34, а, б, в.0ТБлоквесовойобработкиY ( t − t1 ) e − j 2π f 0 tСФОРИlТ1 ЭэZ*КДlТ + ν1 ЭэΣ∆1 (·)×ФД Re (Z* · Z∆)mFД1ТБлоквесовойобработкиБлоклинийзадержкиГенераторопорногонапряжения×ν2ТМТZ Re ( ν′)lТ + ν1Э2эΣZ∆ΣRe (ν′)Рис.
9.31. Структурная схема адаптивного частотного дискриминатора:СФОРИ – согласованный фильтр одиночного радиоимпульсаСФОИТТТRMRM–1∑Z∑ (FД)∑Z∆ (FД)R2R1RΔMRΔM–1RΔ2RΔ1Рис. 9.32. Структурная схема весовой обработки суммарного и разностного каналовчастотного дискриминатора: СФОИ – согласованный фильтр одиночного импульса471Раздел III. Теоретические основы радиолокационной системотехники|Gc (f)|N (f)f0 + FДсff0 + FД ППРис.
9.33. Спектры полезного сигнала и ППСигналПомехаf0 + FД(1)сfППff0 + FД(2)саfППf0 + FД(3)сfбfППfвРис. 9.34. Степень перекрытия сигнала и помехи по частоте Доплера10,534201–0,5–1–1FД–0,8–0,6–0,4–0,200,20,40,60,81Рис. 9.35. ДХ для алгоритма Z*(t) Z′(t)Результаты статистического моделирования показывают, что характер поведения ДХ частотного дискриминатора в условиях адаптации к ППаналогичен характеру поведения соответствующих характеристик углового и временно́го дискриминаторов в условиях их адаптации к АП.472Глава 9.
Обнаружение и измерение параметров РЛ сигналов …10,512340–0,5–1–1FД–0,8–0,6–0,4–0,200,20,40,60,81Рис. 9.36. ДХ для алгоритма (9.101)Таким образом, при использовании достаточной статистики, не учитывающей энергетический характер измеряемого параметра, возникаетсущественная систематическая погрешность, возрастающая по мере увеличения степени перекрытия спектров сигнала и помехи по доплеровскойчастоте.
При переходе к адаптивному алгоритму измерения, хотя и наблюдается определенное снижение крутизны ДХ (что указывает на некотороевозрастание флюктуационной погрешности), систематическая погрешность все-таки устраняется (рис. 9.36).9.8. Адаптация при большой интенсивностиполезного сигнала. Особенности пеленгацииисточников активных помехРанее было введено предположение о том, что мощность отраженного от нешумящей (прикрываемой внешними активными помехами) целиэхосигнала существенно ниже мощности АП.
В этой связи влияние ЭС нацепи самонастройки АФАР пренебрежимо мало и оценка КМ сигнала иGGGGG Gпомех Φ ( t , s ) = Φ сп ( t , s ) = Φ п ( t , s , λ 1 ) + Φ с ( t , s , α и , λ 2 ) , по существу, сводиGлась к оценке КМП Φп .В ряде практически важных случаев, например, при компенсацииАП, действующей на скате основного лепестка ДН ФАР, либо при пеленгации ИАПG на фоне других источников, влияние полезного сигнала наматрицу Φ (t, s) оказывается существенным. В этойG связи возникает задачаустранения сигнальной составляющей в матрице Φ (t, s), которая решается473Раздел III. Теоретические основы радиолокационной системотехникинесколькими способами. ПервыйG связан с использованием в качестве диаграммообразующей матрицы А какого-либо ортогонального преобразования (например, Адамара, Фурье, Уолша). В этом случае все сигналы, действующие с направления максимума ДНА основного канала, воспринимаются системой как полезные и не участвуют в формировании ОКМП иливесового вектора (рис.
5.19)62. Второй вариант – устранениеG сигнала из цеGпей самонастройки в процессе формирования Φ (t, s) или R . В этом случаетекущая оценка КМП имеет следующий вид:GG G G GlФ=Y− аˆX Y − аˆXy()()∗Т2.(9.95)Здесь а̂ – оценка модуля нормированной комплексной амплитуды сигнала,G lG ∗ G Т lG ∗X R = YΣ ν ,а̂ = Y Т Rгде ν (α) – введенная ранее пространственная составляющая отношениясигнал/(помеха + шум).GВ качестве простейшей модели сглаживания оценок амплитуды а yможет быть рассмотрена модель фильтрации оценок в скользящем окнеразмера τa: dаˆ dt = аˆ y – аˆ τa , где τa пропорциональна постоянной времени()интегратора фильтра.
![](https://s.studizba.com/z.php?f=/templates/si/i/noavatar.png&w=100&h=100&t=1"){kind=avatar}
