Просмтор этого файла доступен только зарегистрированным пользователям. Но у нас супер быстрая регистрация: достаточно только электронной почты!

Текст из файла (страница 9)

Учитывая, что значение управляющего напряжения U_упр (в аналоговом ИРД) или содержимое реверсивного счетчика (в цифровом ИРД) обновляются каждый период повторения импульсов Τ_п, время формирования кода Т_фк не должно превышать Т_п. При этом дискрет по времени определяется из соотношения

. (3.24)

Это соотношение позволяет найти частоту следования тактовых импульсов F_т.и, используемых для аналого-цифрового преобразо­вания.

Параметры синтезатора задержки. При проектировании цифрового ИРД, кроме параметров кода, надо найти емкость счетчиков Сч к РСч и частоту следования счетных импульсов. При вычислении этих пара­метров учитывается, что РЛ может использоваться на дальностях, меньших дальности пуска оружия R_п. Дополнительно считается (см. § 3.4), что R_min ≈ 0.

Тогда емкость счетчика Сч и реверсивного счетчика РСч (см. рис. 3.5)

. (3.25)

Частота следования счетных импульсов определяется допусти­мой погрешностью дискретизации (3.2) и равна

. (3.26)

Если расчетное значение F_с.и имеет порядок сотен мегагерц, следует указать элементную базу, которую рекомендуется применить при реализации цифровых устройств ИРД, или снизить F_с.и. В пос­леднем случае надо включить в ИРД схему уточнения, упомянутую в § 3.1 данного пособия.

4. РАДИОДАЛЬНОМЕР С ФАЗОКОДОВОЙ МАНИПУЛЯЦИЕЙ

Рассматриваемое в данной главе РТУ относится к классу пасси­вных радиодальномеров (РД), работающих по фазоманипулированному сигналу (ФМС), излучаемому опорной станцией. Предполагается, что РД входит в состав гипотетической радиосистемы ближней навигации, служащей для определения местоположения дальномерным методом. При этом считается, что опорная станция обслуживает заданный сектор пространства, например, зону захода самолета на посадку и зону под­хода к аэродрому. Подобные РД (в более сложном исполнении) приме­няются в аппаратуре потребителей спутниковых радионавигационных систем [15].

Типовое задание на проектирование радиодальномера с фазоманипулированным сигналом (КП-34) приведено в Приложении II 2.

При проектировании РД с ФМС следует учитывать следующие особенности:

1. Непрерывный характер излучаемого опорной станцией сигнала и изменение фазы несущего колебания в соответствии с кодом Хаффмана, что требует учета параметров и характеристик этого кода.

2. Информация о дальности содержится во временном сдвиге (за­держке) кода принимаемого ФМС на время t_R = R /с относительно момента t₀ излучения этого сигнала опорной станцией, что требует при измерении дальности знания момента t₀, который определяется по опорному генератору (эталону времени) аппаратуры потребителя этой системы. (Эталон времени опорной станции считается настолько стабильным, что уход его частоты не сказывается на работе системы).

3. Обработка принимаемого ФМС осуществляется корреляционным методом, что требует создания в аппаратуре потребителя "копии" мо­дулирующего ФМС кода (опорного кода) и обеспечение возможности уп­равления его задержкой.

4. Доплеровский сдвиг принимаемого сигнала компенсируется с помощью системы АПЧ.

5. Ситуация, возникающая при использовании РД, требует приме­нения в аппаратуре потребителя ненаправленной антенны.

4.1. Сигналы и их обработка в аппаратуре потребителя

Сигналы опорных станций. Опорные станции (ОС) рассматривае­мой системы излучают непрерывные ФМС, фаза несущего колебания ко­торых принимает значения 0 или π в зависимости от того, какое значение (0 или 1) имеет соответствующий элемент модулирующей ко­довой последовательности. Последняя по условию представляет собой код Хаффмана (М-последовательность), содержащий N_э элементов длительностью τ_к и повторяющийся с периодом Т_п.к. Период пов­торения кода выбирается из условия однозначности дальнометрии:

, (4.1)

где R_max - максимальная измеряемая дальность.

Код Хаффмана относится к классу бинарных (двоичных) линей­ных рекуррентных последовательностей максимального периода ([1], с. 58... 64). Максимальный период повторения такой последователь­ности составляет

, (4.2)

где m - "память" последовательности, определяемая степенью формирующего код полинома.

Для образования кода Хаффмана ([16], § 3.2) необходимо задать произвольную начальную комбинацию из m символов (элемен­тов) кода d₁, d₂, ... ,d_m, называемую начальным блоком или базисом кода. В коде Хаффмана значения d_i равны 1 или 0. Последующие N_э-m символов кода определяются по рекуррентному правилу:

(4.3)

где умножение и сложение производится по модулю 2; a_i - коэф­фициенты, принимающие значения 0 или 1 в зависимости от того, имеется или нет i-тый член в формирующем код полиноме степени m. Число таких полиномов ограничено и зависит от m. В работе [16] приведены все возможные полиномы р(х) для m ≤ 13. Так, например, при m = 6 один из трех возможных полиномов имеет вид р(х) = х⁶ + х⁵ + х² + х + 1, которому соответствует двоич­ная форма 1100111. Здесь а₃ = а₄ = 0, остальные а_i = 1.

Принцип построения кода Хаффмана очевиден из следующего примера, в котором принято m = 4. Формирующий полином в этом случае имеет вид: р(x) = х⁴ + х + 1. Этому полиному соответст­вует двоичная форма 10011, где a₀ = a₁ = a₄ = 1 и a₂ = a₃ = 0. Зададимся произвольным начальным блоком, например, 1000. Тогда код Хаффмана (М-последовательность) будет 100011110101100. Так как d₁, d₂, d₃, d₄ определяются начальным блоком, то из (4.3) следует

и т.д. до i = N_э = 15.

Корреляционная функция (КФ) кода Ψ_к(τ) имеет основной выброс, длительность которого на уровне 0,5 от максимума составляет τ_к, а на нулевом уровне - 2τ_к· Этот выброс повторяется с периодам τ =Т_п.к. Уровень боковых выбросов КФ составляет (в процентах)

. (4.4)

На рис. 4.1 для примера показан простейший ФМС (семизнач­ный код Баркера) и соответствующая ему корреляционная функция ψ_с(τ). Последняя определяется соотношением

. (4.5)

где ω - несущая частота ФМС.

Ширина спектра ФМС

. (4.6)

РИС. 4.1

Принцип обработки ФМС. Наиболее широкое применение в аппара­туре потребителей (АП) систем с непрерывным ФМС получила корре­ляционная обработка сигналов ([15], гл.8). Такая обработка поз­воляет использовать одни и те же устройства как при обнаружении сигнала ([13], § 2.5), так и при измерении его информативного параметра ([13], § 4.2), получая при этом близкие к оптимальным результаты.

Обобщенная схема устройства, реализующего корреляционную обработку сигнала, показана на рис, 4.2,а. Принятый сигнал U_c пос­тупает с выхода усилителя промежуточной частоты приемника Прм на коррелятор Кор, куда подается также опорный сигнал U_oп. Послед­ний формируется блоком ФОС в момент t₀ начала излучения кода ФМС опорной станцией и представляет собой "копию" этого ФМС. За­держка t_M опорного сигнала относительно момента t₀ меняется с помощью управляющего сигнала УС.

РИС. 4.2, а)

Коррелятор состоит из перемножителя Пм и устройства обработки УО. На выходе Пм действует сигнал

(4.7)

где Ρ ( * ) - модулирующий код; φ - случайная фаза; ω - сдвиг частоты опорного сигнала, выбираемый из условия упрощения реали­зации УО и равный обычно нескольким мегагерцам.

Произведение кодов определяет амплитуду сигнала U_п, кото­рая достигает максимума при t_M = t_R, когда полностью устра­няется модуляция принимаемого сигнала. В реальной АП перемножитель Пм называют демодулятором.

Устройство обработки УО вычисляет по сигналу U_п либо кор­реляционный интеграл z(τ), либо его производную z'(τ), где τ = t_R - t_м. Корреляционный интеграл z(τ) пропорционален КФ кода Ψ_к(τ) и используется при обнаружении сигнала.

Для формирования производной z'(τ) = d z(τ)/dτ, ко­торая определяет дискриминационную характеристику при слежении за сигналом, необходимы две "копии" сигнала, сдвинутые на величину ± Δ относительно регулируемой задержки t_М ([13], § 4.2). При этом в общем случае требуется двухканальная обработка сигнала. В рассматриваемых системах часто применяют одноканальную схему, а опорные сигналы U_оп (t, t_M + Δ) и U_оп (t, t_M - Δ) подают от ФОС поочередно с периодом Т_к, включая в схему комму­татор в точку "А" и предусматривая запоминание в У0 получаемых сигналов с целью вычисления z(τ) или z'(τ). Одноканальная схема обработки обладает тем достоинством, что в ней не требует­ся поддержание одинаковыми параметров обоих каналов УО.

В устройстве обработки предусматривается квадратурная схема (рис. 4.2, б), которая позволяет получить независимые от случай­ной фазы и неизвестной амплитуды результаты ([16], п. 2. 3.3). Здесь сигнал рассогласования по фазе с фазовых детекторов ФД ин­тегрируется в Инт, преобразуется в АЦП в цифровую форму и подается в блок цифровой обработки БЦО. Задача БЦО заключается в вычисле­нии функций М_Σ и М_Δ, которые являются аналогами z(τ) и z'(τ) соответственно ([15], § 8.5). Когда на входе перемножителя Пм действует опережающий опорный сигнал U_оп (t, t_M + Δ), рассматриваемый БЦО выполняет операцию

,

а при запаздывающем опорном сигнале U_оп (t, t_M - Δ)

,

где n = Τ_κ /Τ_п.к. Чем больше n, тем выше достоверность по­лучаемых результатов, но зато больше времени требуется на обра­ботку сигналов. Обычно n = 4 … 5. Управление очередность этих операций производится с помощью сигнала переключений СП. Сиг­налы, накопленные на интеграторах Инт, сбрасываются в начале каж­дого периода повторения кода (сигнал сброса интеграторов ССИ).

Заключительными операциями блока цифровой обработки являются:

Характеристики

Список файлов книги