Электрический ключ

1. ЭЛЕКТРИЧЕСКИЙ КЛЮЧ

1.1. Электрический ключ

Электрический ключ – устройство предназначенное для коммутации тока в электрической цепи и имеющих два устойчивых состояния: включено и выключено.

Обозначение электрического ключа на функциональных схемах приведен на рис 1.1,а

   

                               а.                                                            б. ВАХ идеального ключа                                                

                                                                 Рис.1.1   

Рекомендуемые материалы

Свойства идеального электрического ключа:

1. нулевое падение напряжения на ключе в состоянии включено.

2. нулевой ток через ключ в состоянии выключено.

3. время переключения из одного состояния в другое равно нулю.

Реальный электрический ключ обладает следующими свойствами:

1. ненулевое падение напряжения на ключе в состоянии включено.

2. ненулевой ток через ключ в состоянии выключено.

3. время переключения из одного состояния в другое не равно нулю.

Падение напряжения на ключе объясняется наличием прямого сопротивления  ключа, а ненулевой ток объясняется наличием сопротивления утечки ключа.

                                          

                  

  

Рис.1.2      Схема замещения реального                    Рис.1.3 ВАХ реального ключа

                    электрического ключа

1.2. Электронный ключ выполненный на биполярном транзисторе

Электронный ключ – электрический ключ выполненный на основе электронных компонентов (транзисторы, тиристоры, симисторы и т.д.).

На рис. 1.4 приведена схема позволяющая рассмотреть все режимы работы биполярного  транзистора в ключевом режиме.

                

Рис. 1.4

1.2.1. Режим насыщения

В этом режиме транзистор проводит ток и говорят что транзистор «открыт». Этот режим соответствует положению «вкл.» электрического ключа. Режим насыщения обеспечивается переводом коммутатора КТ (рис.1.4) в положение 1. При этом схема (рис 1.4) принимает вид приведенный на рис. 1.5.

Рис. 1.5

Рис.1.6

Пусть в цепи базы транзистора существует ток I_б=I_б2 и  рабочая точка находится  в положении 0 на ВАХ транзистора (рис.1.6). Начнем увеличивать ток базы путем увеличения . При этом рабочая точка будет перемещаться вверх по линии нагрузки. В этом режиме выполняется равенство . При некотором токе базы I_б называемом ток базы граничный () рабочая точка достигает положения 1 на ВАХ транзистора. При этом выражение  примет вид , где ток  –  максимальный ток коллектора, называемый током коллектора насыщения. Напряжение между коллектором и эмиттером транзистора так же примет минимальное значение , называемое напряжением насыщения.

Такой режим называется граничным режимом работы транзистора. Дополнительным условием существования граничного режима считается равенство нулю напряжения между коллектором и базой транзистора U_кб=0. Это связано с тем что при малых величинах напряжения U_кэ (рабочая точка близка к положению 1) существенно снижается коэффициент передачи тока  и коэффициент  входящий в выражение  , строго не определен. Дальнейший рост E_отп приводит к увеличению  до значений больших . Однако рабочая точка останется в положении 1, а следовательно  и выполняется неравенство  которое называется условием насыщения транзистора.

Условие насыщения транзистора может быть преобразовано в равенство  путем применения коэффициента – коэффициента насыщения.

Обычно транзисторы работают с коэффициентом насыщения от 1,2 до 3.

1.2.2. Режим запирания

В этом режиме транзистор не проводит ток и говорят  что транзистор «закрыт». Соответствует положению «выкл.» электрического ключа. Режим запирания подразделяется на режимы активного и пассивного запирания и режим с «оборванной базой».

 Режим активного запирания

Коммутатор Кт переводится в положение 4. Схема рис 1.4 примет вид приведенный на рис 1.7. Для обеспечения режима активного запирания, при котором ток коллектора I_к принимает минимальное значение, равное I_ко(б), а рабочая точка занимает положение 4 на ВАХ (рис.1.6), необходимо обеспечить обратное смещение эмиттерного перехода, то есть обеспечить обратное напряжение (U_бэ<0 для транзистора n-p-n структуры) на эмиттерном переходе. При этом тепловой ток коллектора I_ко(б) проходит по цепи +E_пит – R_н – коллектор–база – R_б – E_зап  – общий провод.  Поскольку тепловой ток создает на R_б падение напряжения , способствующее отпиранию транзистора, то необходимо определить допустимые значения величины ЭДС E_зап , при которой будет обеспечиваться обратное смещение эмиттерного перехода.

 Составим уравнение для входного контура, используя 2-й закон Кирхгофа. При обходе контура по часовой стрелке получим:

 или с учетом замены  получим: . После преобразований . Поскольку активное запирание транзистора обеспечивается при обратном напряжении на эмиттерном переходе U_бэ<0, т.е. , то для его создания необходимо: .

Режим с оборванной базой

               Коммутатор Кт переводится в положение 3. Схема( рис1.4) принимает вид приведенный на рис 1.8.  В режиме с оборванной базой I_ко(б) проходит по цепи +E_пит – R_н – коллектор–база и далее по цепи база-эмитер –общий провод и, подобно всякому базовому току, усиливается в β раз, поскольку вызывает прямое смещение эмиттерного перехода. Поэтому ток коллектора I_ко(э)=( β+1)I_ко(б), а рабочая точка занимает положение 3 на ВАХ (рис.1.6).

Режим с оборванной базой в ряде случаев может привести к выходу транзистора из строя, что характерно для высоковольтных транзисторов. При высоких напряжениях  (сотни Вольт) происходит существенное повышение выделения тепла на транзисторе, т.к. мощность тепловыделения  значительна. В следствие чего увеличивается тепловой ток I_ко(б) и, соответственно

 I_ко(э)=( β+1)I_ко(б). Это приводит к дальнейшему увеличению выделяемой мощность на транзисторе . Процесс лавинообразно нарастает и транзистор выходит из строя. Для надежной работы транзистора применяют режим пассивного запирания.

Режим пассивного запирания

Коммутатор Кт переводится в положение 2. При этом часть тока I_ко(б), проходившая в случае с «оборванной базой» через эмиттерный переход, проходит на общий провод через резистор R_б . Поскольку ток через базу-эмиттер снижается, то снижается и ток коллектора I_к. В этом режиме рабочая точка находиться в положении 2 на ВАХ транзистора (рис. 1.6). Значение допустимой величины сопротивления, включаемого между базой и эмиттером транзистора, можно найти в справочной литературе.

                                а.                                                             б.    

Рис 1.8

1.3. Динамические режимы работы электронного ключа.

 Длительности фронта, рассасывания и среза.

Схема устройства для исследования динамических режимов работы электронного ключа приведена на рис. 1.9. Временные диаграммы, поясняющие процессы в электронном ключе, приведены на рис.1.10.

                  

Рис.1.10

Пусть на интервале (0 - ) напряжение  на выходе генератора импульса (рис.1.9) имеет отрицательную полярность. Транзистор VT находится в режиме активного запирания и в цепи +E_n, R_к коллектор-база VT, R_б, ГИ, общий проводсуществует незначительный тепловой ток I_ко(б) с общей базой. Напряжение  близко к .

В момент времени  (рис.1.10) изменяется полярность напряжения на выходе ГИ (диаграмма ). Появляется положительный ток базы (диаграмма ), проходящий по цепи ГИ, R_б, база-эмиттер, . В случае, если ток базы = , то ток коллектора  (диаграмма ) нарастает по траектории 3, и к моменту времени  =. Если ток базы > , то процесс включения VT занимает меньшее время. Ориентировочно при коэффициенте насыщения  ток коллектора изменяется по траектории 2, а при коэффициенте насыщения  ток коллектора изменяется по траектории 1. Напряжение  на интервале включения уменьшается от  до  по траекториям 1 – 3 , которые инверсны траекториям 1 – 3 нарастаниям тока коллектора. 

Процесс нарастания тока коллектора описывается эмпирической формулой

. Приравняв в уравнении , определим время фронта  нарастания тока:

,   где    ,   ,           

Если =1, то можно говорить об активной длительности фронта, когда  меняется от 0,1 до 0,9.  Тогда активная длительность фронта:

.

В момент времени  меняется полярность напряжения на выходе ГИ. Входной ток также меняет полярность. Начинается процесс выключения транзистора VT, который состоит из двух фаз: процесса рассасывания неосновных носителей в базе транзистора VT и процесса спада тока коллктора (среза импульса тока). 

Время рассасывания это то время в течение которого избыточный объемный заряд в области базы уменьшается до граничного. На этом интервале времени ток коллектора остается неизменным и равным току коллектора насыщения. Транзистор как бы «не замечает» что ток базы прекратился. Чем больше коэффициент насыщения, тем больше объемный заряд накоплен и, соответственно, больше время рассасывания. Применительно к напряжению на емкости эмиттерного перехода можно говорить о большом напряжении на этой емкости.

Когда отпирающий ток  заканчивается, начинается процесс уменьшения объемного заряда в области базы. Заряд может уменьшаться по двум причинам: за счет естественной рекомбинации носителей заряда и за счет создания обратного тока базы . До тех пор пока объемный заряд в базе больше граничного, т.е. напряжение на емкости эмиттерного перехода  > , VT остается открытым и насыщенным.

В момент времени  объемный заряд уменьшается до граничного. Время рассасывания  заканчивается и начинается процесс уменьшения тока коллектора, который занимает время , называемое время среза.

Время рассасывания  и время среза  определяется эмпирическими формулами:

     ,      .

При    время рассасывания    .

Из анализа выражений, определяющих времена фронта, рассасывания и среза, можно сделать выводы, что:

1. время фонта уменьшается, если коэффициент насыщения увеличивается;

2. время рассасывания уменьшается, если коэффициент насыщения уменьшается;

3. время рассасывания и время среза уменьшаются, если обратный ток базы увеличивается.

1.4. Оптимальная форма базового тока

На основании предшествующего материала можно считать, что:

1. Для уменьшения времени фронта необходимо увеличить коэффициент насыщения ;

2. Для уменьшения времени рассасывания необходимо отпирающий ток базы  уменьшить, а обратный ток базы увеличить. Следовательно перед выключение транзистора коэффициент насыщения  нужно уменьшить, а после момента времени сформировать значительный обратный ток.

3. Для уменьшения времени среза необходимо ток базы увеличить.

Таким образом оптимальная форма базового тока графически выглядит следующим образом (рис.1.11).  

Где коэффициенты насыщения

                                                                              

                                                                           

                                                      

1.5. Цепь формирования квазиоптимальной формы базового тока

Схема электронного ключа с цепью формирования квазиоптимальной формы базового тока (форсирующей цепью), приведена на рис.1.12.

Рис.1.12

На рис. 1.13 приведены временные диаграммы, поясняющие процессы в этой схеме . На интервале времени (0- t₁) коммутатор Км находится в положении 2. По цепи: +E_пит – R_к – коллектор–база – R₂ – R₁ – коммутатор Км –общий провод через базу транзистора идет тепловой ток I_ко(б). Этот ток очень мал (10 ÷100 мкА) и поэтому падение напряжения на резисторе R₂ составляет от 0,1 до 10 милливольт и им можно пренебречь.  Следовательно напряжение на конденсаторе С, равное напряжению на R₂ в момент времени, предшествующий t₁, равно нулю. В момент t₁ коммутатор переводиться в положение 1  и ток базы транзистора начинает проходить  по цепи +E_ген – коммутатор – R₁ – C -  база-эмиттер транзистора – . В момент времени  ток через R₂ равен нулю,  поскольку для конденсатора С выполняется закон коммутации , а напряжения на конденсаторе и резисторе R₂ в момент коммутации равны нулю.  В этот момент  существует ток базы , где U_бэ1 – напряжение между базой и эмиттером при этом токе. Преобразовав выражение  определяют R₁ исходя из условия, что коэффициент насыщения  от 3 до 5.

                                           Рис. 1.13

На интервале (t₁ – t₂) происходит включение ключа. Переходный процесс заряда конденсатора длится больше времени и заканчивается к моменту времени t₃. На интервале (t₃ – t₄) ток идет по цепи: +E_ген – коммутатор – R₁ – R₂ –  база-эммитер транзистора – . На этом интервале существует ток , где U_бэ2 – напряжение между базой и эмиттером при этом токе. Преобразовав выражение  определяют R₂ (сопротивление R₁ уже известно), исходя из условия, что коэффициент насыщения  от 1,2 до 1,5.

 В момент t₄ коммутатор переводится в положение 2.  Конденсатор разряжается по цепи +C – R₁ ключ –  – эмиттер-база транзистора – C. Этот ток является обратным для эмиттерного перехода и обеспечивает ускоренный перезаряд емкости эмиттерного перехода, что сокращает время рассасывания и время среза. Из выражения , где  – время рассасывания неосновных носителей в базе транзистора, можно определить значение емкости C. Время рассасывания занимает интервал времени t₄ – t₅, а время среза  занимает интервал времени t₅ – t₆.

1.6. Электронный ключ на основе полевого транзистора

В настоящее время электронные ключи на полевых транзисторах находят все большее применение. Схема электронного ключа на полевом транзисторе приведена на рис.1.14.

   

               Рис.1.14                                                                 

Как правило в ключах используют МДП-транзисторы с индуцированным каналом, поскольку такие транзисторы при напряжении затвор-исток, которое меньше порогового U_зи.пор находиться в непроводящем состоянии, то есть электронный ключ выключен. Чтобы его включить необходимо и достаточно увеличить напряжение затвор-исток U_зи до напряжения большего U_зи1, которое аналогично граничному току базы биполярного транзистора. Процесс включения и выключения транзистора занимает некоторое время, так как перезаряжаются емкости затвор-исток (C_зи) и затвор-сток (C_зс) МДП-транзистора. Перезаряд емкости затвор-исток происходит через резистор , который необходим для ограничения величины тока через электронные ключи К1 и К2 коммутатора. Для низковольтных ключей на МДП транзисторах (U_си – 10÷50 В) наличием емкости затвор-сток (C_зс) можно пренебречь, так как она очень мала и при невысоком напряжении (U_си – 10÷50 В) заряд, необходимый для перезаряда емкости затвор-сток, пренебрежимо мал. Для высоковольтных ключей на МДП транзисторах (U_си – 100÷1500 В) наличием емкости затвор-сток (C_зс) пренебрегать нельзя, поскольку для ее перезаряда требуется значительный заряд, оказывающий существенное влияние на динамические процессы в ключе.

1.6.1. Включение и выключение ключа

Для включения транзистора первый ключ К1 замыкается, а второй ключ К2 размыкается. Ток существует в цепи E – К1 – R_зат  – С_зи   – . Когда напряжение  достигает порогового значения, напряжение сток-исток  начинает уменьшаться и появляется ток I_с стока, т. е. транзистор начинает открываться. Когда напряжение затвор-исток достигает напряжения U_ЗИ.4.1, ток стока становиться равным току стока насыщения (I_с = I_снас).

Выключение ключа происходит в обратном порядке. Второй ключ закрывают а, первый открывают. При этом происходит разряд емкости С_зи через резистор R_зат. Напряжение U_ЗИ снижается до величины меньшей U_зи.пор и транзистор закрывается.

Выходные ВАХ стоково-затворная характеристика транзистора поясняющие процесс переключения транзистора приведены на рис.1.15 а и б, соответственно.

1.6.2. Особенности коммутации высоковольтных ключей на МДП транзисторе

Эффект Миллера

В высоковольтных ключах в процессе включения напряжение на емкости  C_зс изменяется на значительную величину равную сумме приращений напряжения сток-исток и напряжения затвор-исток:

. Заряд конденсатора определяется выражением: ∆U_с C. Поскольку в высоковольтных ключах приращение напряжения затвор-сток  много больше приращения напряжения затвор-исток , то даже с учетом того, что емкость затвор-исток несколько больше емкости затвор-сток, заряд проходящий на интервале переключения через емкость затвор-сток существенно больше заряда емкости затвор-исток и его влияние на процесс переключения необходимо учитывать. Схема высоковольтного электронного ключа на МДП транзисторе с обозначенными на ней «паразитными» емкостями С_зи и С_зс приведена на рис.1.16.

Рис.1.17.

На интервале изменения напряжения  сток-исток транзистора  большая часть тока, проходящего через резистор R_зат, идет на перезаряд емкости C_зс затвор-сток, что замедляет скорость нарастания (спадания) напряжения затвор-исток (U_зи), т.е. замедляет скорость изменения напряжения  и тока стока. Явление затягивания процессов нарастания и спада тока коллектора из-за перезаряда емкости C_зс называют эффектом Миллера.

Пусть в момент t₁ первый ключ открыт, а второй закрыт. Начинается заряд емкости C_зи затвор-исток током по цепи E₁ – К_1­ – R_зат –затвор-исток  - . Тока через емкость C_зс почти нет, т. к. он в 5 ÷10 раз меньше емкости C_зи, а приращение напряжения на обоих емкостях одинаково.

В момент t₂  напряжение затвор-исток достигает порогового значения. Напряжение сток-исток быстро уменьшается, вследствие чего начинается значительное изменение напряжения затвор-сток, т.к. . Большая часть тока, проходящего через резистор R_зат начинает уходить на заряд емкости C_зс , что приводит к значительному уменьшению тока через емкость C_зи, что приводит к снижению скорости нарастания напряжения  и, следовательно, снижению скорости изменения тока стока.  

В момент t₃ ток стока I_с= I_снас, а напряжение U_си= U_{си нас} ,т. е. перестает изменяться, а следовательно ток  через емкости C_зс затвор-сток прекращается, а ток через емкость C_зи затвор-исток значительно возрастает, вследствие чего скорость изменения напряжения затвор-исток возрастает.

Процесс выключения транзистора происходит в обратном порядке.

Достоинства ключей на основе полевых транзисторов:

1. высокое быстродействие (малое время переключения);

2. близкий к нулю ток затвора в статическом режиме работы;

3. возможность включение транзисторов на параллельную работу, поскольку канала транзистора имеет положительный температурный коэффициент сопротивления, что способствует самовыравниванию токов у параллельно включенных транзисторов. Это позволяет изготовлять ключи на большие токи.

1.7. Ненасыщенные ключи

В том случае когда электронному ключу на основе биполярного транзистора предъявляются повышенные требования по быстродействию, то используют ненасыщенные транзисторные ключи. В таких ключах рабочая точка не доходит до линии насыщения, оставаясь в активной области. В этом случае избыточный объемный заряд неосновных носителей в базе транзистора не формируется  и, соответственно, при закрывании ключа исключается время рассасывания.

1.7.1. Ненасыщенный ключ с вспомогательным источником Э.Д.С.

 

     

                     Рис.1.18                                                                                    

 

           

      

В первую схему ненасыщенного ключа (рис.1.18) относительно ранее рассмотренной схемы обычного ключа (рис.1.4) дополнительно введены диод VD и вспомогательный источник ЭДС величиной 1,5÷2 В.

Пусть в момент t₁ от генератора на входную цепь ключа поступает на передний фронт импульса напряжения. Ток базы принимает значение больше, чем ток I_б1 (рис.1.19), и транзистор начинает открываться. Рабочая точка движется из положения “0” (рис.1.19) к положению “1”. На участке “0-2” линии нагрузки напряжения U_кэ больше ЭДС (1,5÷2 В) вспомогательного источника. Полярность напряжения на диоде соответствует указанной без скобок.

 Когда рабочая точка достигает положения “2”, то напряжение  и напряжение на диоде становится равным нулю. При дальнейшем движении рабочей точки в сторону точки 1 полярность напряжения на диоде меняется на указанную в скобках и диод открывается. Возникает ток диода по цепи: Е_ВСП – VD – коллектор-эмиттер транзистора – общий провод. В силу нелинейности ВАХ диода при относительно малом снижении напряжения  и, соответственно, малом росте напряжения на диоде, ток через диод и коллектор транзистора значительно возрастает. Рабочая точка вместо точки 2 переходит в точку 3, для которой ток коллектора , где  – ток коллектора насыщения. При попадании рабочей точки в положении “3” осуществляется равенство  и рабочая точка прекращает движение. Поскольку выполняется равенство , то насыщения транзистора не происходит, что исключает время рассасывания неосновных носителей.

Недостатки схемы:

1. повышенное токовыделение на транзисторе поскольку  и U_кэ>U_{кэ. нас}

2. требуется вспомогательный источник ЭДС.

1.7.2. Ненасыщенный ключ с шунтирующим диодом

Во вторую схему ненасыщенного ключа (рис.1.20) относительно схемы насыщаемого ключа дополнительно введены диод VD и резистор R₂.

Сопротивления резисторов R₁ и R₂ – рассчитывают так чтобы напряжение между их общей точкой и общим проводом схемы при наличии тока базы не превышало 1,5-2 В. При формировании переднего импульса на входе генератора импульсов возникает ток базы в цепи: генератор импульсов – R₁ – R₂ – база-эмиттер – общий провод и рабочая точка начинает перемещаться в положение “1”. Ток базы принимает значение больше, чем ток I_б1. При нахождении рабочей точки на участке “0-2”  линии нагрузки (рис .1.19) полярность напряжения на диоде соответствует указанной без скобок.  Диод закрыт.  При дальнейшем движении рабочей точки в сторону точки “1” напряжение между коллектором и эмиттером транзистора U_кэ становится меньше напряжения U₁. Диод открывается и часть тока, ранее шедшего через R₂ и базу-эмиттер транзистора начинает замыкаться по цепи: генератор импульсов – R₁ – диод –  коллектор-эмиттер – общий провод. Ток базы уменьшается и принимает значение I_б < I_б1. При этом рабочая точка принимает положение “4” на линии нагрузки, не попадая на линию насыщения. Поэтому транзистор остается ненасыщенным.

Преимущества схемы:

1. низкое тепловыделение в сравнении  со схемой 1, т.к. ток коллектора меньше ;

2. нет дополнительного источника ЭДС.

1.8. Силовые электронные ключи на основе составных биполярных транзисторов

Недостатком силовых электронных ключей на основе биполярных транзисторов является низкий коэффициент передачи тока базы. Этот недостаток особо проявляется у высоковольтных транзисторов. Поэтому между электронным узлом, формирующим закон управления ключом и который обычно реализован на основе микросхем, приходится включать каскад усиления мощности.  

Для повышения коэффициента передачи тока и исключения каскада усиления мощности силовые электронные ключи выполняют путем соединения в специальные схемы нескольких транзисторов или путем изготовления на одном кристалле нескольких транзисторов, соединения в специальные схемы.

1.8.1. Схема Дарлингтона

На рис.1.21 приведена схема электронного составного ключа, выполненного по так называемой схеме Дарлингтона. При подаче на вход схемы импульса с указанной полярностью, возникает ток в цепи: + (U_вх) – R_б  – база-эмиттер VT₁ – база-эмиттер VT₂  – общий провод. Ток коллектора VT1  Iк1= β₁ I_б1 , где  β₁ коэффициент передачи тока транзистора VT_1,  Ток эмиттера VT₁:

 I_э1= I_к1+ I_б1= β₁ I_б1+ I_б1=(1+ β₁)I_б1, 

Ток базы VT₂               I_б2= I_э1, а ток коллектора VT₂:   I_к2= β₂ I_б2= β₂ I_э1= β₂(1+ β₁ ) I_б1.

Ток нагрузки: I_н= I_к2+I_к1= β₂(1+ β₁ ) I_б1+ β₁ I_б1= (β₂₊ β₁ β₂ +β₁ )I_б1, или приближенно  , где результирующий коэффициент

Транзистор VT₂ не входит в режим насыщения. Поскольку при его нахождении в режиме насыщения напряжение U_кб.2<0, и следовательно ток коллектора I_к1 транзистора VT₁ прекратиться, что приведет к росту напряжения U_кэ.2 и U_кб.2.  Поэтому напряжение U_кб2>0 и VT₂ не насыщается.

Недостаток схемы Дарлингтона – большое падение напряжение на ключе по сравнению с возможным минимальным падением напряжения на VT₂, работающем в одном режиме.

 Диоды VD₁  и VD₂ необходимы для исключения выхода из строя транзисторов при их активном запирании, а так же для обеспечения режима активного запирания более мощного транзисторов, т.е. VT_2. При запирании ключа полярность входного напряжения U_вх  меняется на противоположную. Ток проходит по цепи  Общий провод – база-эмиттер VT₂ – база-эмиттер VT₁ – R_б – - (U_вх). Этот ток обеспечивает разряд ёмкостей эмиттерных переходов транзисторов. Ёмкость эмиттерного перехода VT₁ разряжаются до нуля быстрее, чем ёмкость эммиттерного перехода VT₂ , т. к. VT₁ имеет меньшую мощность и, соответственно, ёмкость эмиттерного перехода. При смене полярностей на эмиттерном переходе VT₁ открывается диод VD₁ и обратный ток через эмитерный переход транзистора VT₂ продолжается, способствуя запиранию VT₂. Если бы диод VD₁ отсутствовал, то это привело бы к прерыванию тока в цепи базы VT₂ после разряда ёмкости эмиттерного перехода первого транзистора. Следовательно прервался бы процесс активного запирания VT₂. После разряда емкости эмиттерного перехода второго транзистора открывается второй диод  и ток замыкается через оба диода. При пассивном запирании ключа диоды заменяют на резисторы.

1.8.2. Вторая схема электронного ключа на базе транзистора

Если коммутатор КМ  разомкнут, то транзисторы находятся в закрытом состоянии. Пассивное запирание транзисторов VT₁ и VT₂ обеспечивают осуществляют резисторы R₁. и R₂.  При замыкании КМ появляется ток в цепи +E_пит – эмиттер-база VT₂ – R₃  – КМ – общий провод. В следствие чего появляется ток первого транзистора  по цепи +E_пит – эмиттер-колектор VT_2­ –база-эмитер VT₁ – R_н  – общий провод. Часть тока от источника +E_пит­ проходит через резисторы R₁. и R₂, которые шунтируют эмиттерные переходы. Обычно номиналы резисторов выбирают так, чтобы токи резисторов R₁. и R₂ были 5÷15 % от соответствующих токов баз соответствующих транзисторов.

         Результирующий коэффициент передачи тока этого составного транзистора также определяется выражением , где  и  –  коэффициенты передачи тока транзисторов VT₁ и VT₂.

1.9 Силовые электронные ключи на основе IGBT-транзисторов

Биполярные транзисторы с изолированным затвором  (БТИЗ) выполнены как сочетание входного униполярного (полевого) транзистора с изолированным затвором (ПТИЗ) и выходного биполярного n-p-n транзистора (БТ). Имеется много различных способов создания таких приборов, однако наибольшее распространение получили приборы  IGBT(Insulated Gate Bipolar Transistor), в которых удачно сочетаются особенности полевых транзисторов с вертикальным каналом и дополнительного биполярного транзистора.

При изготовлении полевых транзисторов с изолированным затвором, имеющих вертикальный канал, образуется паразитный биполярный транзистор, который не находил практического применения. Схематическое изображение такого транзистора приведено на рис. 6.12а. На этой схеме VT полевой транзистор с изолированным затвором Т1-паразитный биполярный транзистор, R₁ – последовательное сопротивление канала полевого транзистора, R₂ – сопротивление шунтирующее переход база-эммитер биполярного транзистора Т1. Благодаря сопротивлению R₂ ,биполярный транзистор заперт и не оказывает существенного влияния на работу полевого транзистора  VT. Выходные вольт-амперные характеристики ПТИЗ,  приведенные на рис. 6.12б характеризуются крутизной S и сопротивлением канала R₁.

Структура транзистора IGBT аналогична структуре ПТИЗ, но дополнена еще одним p-n переходом, благодаря которому в схеме замещения (рис. 6.12в) появляется еще один p-n-p транзистор Т2.

Образовавшаяся структура из двух транзисторов Т1 и Т2 имеют глубокую внутреннюю положительную обратную связь, так как ток коллектора транзистора Т2 влияет на ток базы транзистора Т1, а ток коллектора транзистора Т1 определяет ток базы транзистора Т2, принимая, что  коэффициенты передачи тока эммитера транзистора Т1 и Т2 имеют значения α₁ и α₂ соответственно. Найдем I_k2=I_э2 α₂, I_k1=I_э1 α₂, I_э= I_k1+ I_k2+I_c.

Из последнего уравнения можно определить ток стока полевого транзистора

I_c=I_э(1- α₁- α₂).

Поскольку ток стока I_c ПТИЗ можно определить через крутизну S и напряжения U_з на затворе I_c = SU_з, определим ток IGBT транзистора

,

где =S/[1- ] – эквивалентная крутизна биполярного транзистора с изолированным затвором.

Рис.6.12

Рис 6.12. Схема замещения ПТИЗс с вертикальным каналом (а) и его вольт-амперные (б) характеристики, схема замещения транзистора типа IGBT (в) и его вольт-амперные характеристики.

Очевидно, что при   1 эквивалентная крутизна значительно превышает крутизну ПТИЗ. Регулировать значения  можно изменением сопротивлений R₁ и R₂  при изготовлении транзистора. На рис. 6.12г приведены вольт-амперные характеристики IGBT транзистора, которые показывают значительное увеличение крутизны по сравнению с ПТИЗ. Так, например, для транзистора BUP 402 получены значения крутизны 15А/В. Другим достоинством IGBT транзисторов является значительное снижение последовательного сопротивления и, следовательно, снижение падения напряжения на замкнутом ключе. Последнее объясняется тем, что последовательное сопротивление канала R₂ шунтируется двумя насыщенными транзисторами Т1 и Т2, включенными последовательно.

                                                                               

Рис. 6.13. Условное схематичное изображение транзистора БТИЗ (а)и его область безопасной работы(б).

Условное схематическое изображение БТИЗ приведено на рис.6.13. Это обозначение подчеркивает его гибридность тем, что изолированный затвор изображается как ПТИЗ, а электроды коллектора и эммитера изображаются как у биполярного транзистора.

Область безопасной работы БТИЗ  подобно ПТИЗ, т е, в ней отсутствует участок вторичного пробоя, характерный для биполярных транзисторов. На рис. 6.13б приведены область надежной (безотказной) работы (ОБР) транзистора типа IGBT с максимальным рабочим напряжением 1200В при длительности импульса 10мкс. Поскольку в основу транзисторов типа IGBT положены ПТИЗ с индуцированным каналом, то напряжение, подаваемое на затвор, должно быть больше порогового, которое имеет значение 5…6В.

Быстродействие БТИЗ несколько ниже быстродействия полевых транзисторов, но значительно выше быстродействия биполярных транзисторов. Исследования показали, что для большинства транзисторов типа IGBT времена включения и выключения не превышают 0,5…1,0мкс.

1.10. Паразитные емкости и их влияние.

С большей долей уверенности можно сказать, что у читателя сложилось мнение о полевом транзисторе как о безынерционном приборе, который может переключаться практически мгновенно, - только включил напряжение на затворе, и транзистор уже открыт! В действительности полевой транзистор затрачивает некоторое время на включение, а также на выключение

(хотя это время значительно меньше, чем у биполярного транзистора). В данной случае существование задержки обусловлено наличием паразитных емкостей. На рис.5.4 эти емкости условно показаны постоянными, чтобы не запутать читателя, когда речь пойдет о процессах переключения. На самом деле каждая емкость из нескольких более мелких с разным характером поведения. Кроме того, все эти емкости сильно зависят от напряжения между их «обкладками»: они велики при малых напряжениях и быстро уменьшаются при больших.

Чтобы гарантированно открыть транзистор, необходимо зарядить его входную емкость

 до напряжения 10-12В Сделать этот процесс достаточно быстрым-задача непростая, поскольку в любом усилительном приборе будь то транзистор или электронная лампа, существует так называемый эффект Миллера. Производители транзисторов ведут борьбу с эффектом Миллера, так как подавление его оказывает самое сильное влияние на скорость переключения транзистора и в итоге на качество ключевого элемента. Знакомство с эффектом Миллер поможет лучше понять процессы, происходящие в транзисторе при управлении. Итак, наличие эффекта Миллера обуславливается существованием емкостью С_зс, которая является отрицательной обратной связью между входом и выходом транзистора. Сам прибор нужно рассматривать как усилительный каскад, выходной сигнал которого снимается с нагрузки в цепи стока. В таком каскаде выходной сигнал будет сдвинут по фазе относительно входного на 180. Обратная связь С_зс настолько сильно уменьшает амплитуду входного сигнала, что по отношению к нему входная емкость транзистора, обозначенная на рис. 5.5 кажется больше, чем она есть на самом деле: С_вх=С_зи+(1+К_у) С_зс, где К_у=SR_н – коэффициент усиления каскада; S – крутизна транзистора (величина, характеризующая полевой транзистор как усилительный элемент).

Простой расчет красноречиво свидетельствует о том, насколько неприятен эффект Миллера.

Пусть С_зи = 35 пФ, С_х - 6 пФ, S = 250 мА/В, Л„ = 200 Ом. С„ = 35 + (1 + 50) 6 - 341 пФ(!)

Мы видим, что эффект Миллера вполне способен уничтожить замечательные свойства полевого транзистора. К счастью, фирмы пpoизводители достигли больших успехов в снижении емкости С_зс, так что на сегодняшний день эффект Миллера не вызывает серьезных опасений. Тем не менее терять его из вида разработчику ни в коем случае нельзя.

Итак, рассмотрим процессы, происходящие в транзисторе при его переключении. В этом нам поможет простая схема, изображенная на рис. 5.6.

     Напряжение U_з, прикладываемое к затвору, имеет вид, изображен­ный на рис. 5.7. При подаче прямоугольного импульса от источника U_з, имеющего некоторое внутреннее сопротивление R_з, сначала про­исходит заряд емкости С_зи (участок «1» на рис. 5.7). Но транзистор в это время закрыт, — он начнет открываться только при достижении напряжения U_зи  некоторого значения, называемого пороговым на­пряжением (U_gs(th) в обозначениях фирмы International Rectifier). Ти­пичное значение порогового напряжения  2.5 В. При достижении U_зи  порогового уровня «срабатывает» эффект Миллера, входная ем­кость резко увеличивается, что иллюстрируется участком «2» (на рис. 5.7). Скорость открывания транзистора замедляется. «Медлен­ный» участок будет длиться до тех пор, пока транзистор полностью не откроется, то есть сопротивление открытого р-n перехода не достигнет значения R_ds(on). Обратная связь оборвется, транзистор потеряет свои усилительные свойства, и входная емкость снова станет равной С_зс(участок «3» на рис. 5.7). В результате на затворе установится напряжение U_з.

Бесплатная лекция: "Психологическое просвещение и консультирование" также доступна.

В результате процесса включения выходной импульс тока стока задерживается относительно импульса управления на время t_вкл, а вы­ключение транзистора растягивается на время t_вык. Нас, как практи­ков, процесс переключения транзистора интересует с точки зрения КПД схемы. Чем быстрее мы сможем переключать транзистор, тем меньше будет тепловых потерь на нем, тем лучшие показатели КПД мы получим, тем меньшие габариты охлаждающих радиаторов необ­ходимы в конструкции. Поэтому нам нужно уметь вычислять время включения и выключения транзистора, а также их влияние на тепло­вые потери.