Диссертация (Разработка СВЧ устройств с использованием методов геометрической оптики), страница 13

рис. 7.10), то может быть записано следующеесоотношение:R12  x12  R22  x22(7.22)Рассмотрим соотношения для длин отрезков, возникающихпри пересечении заданного эллипса окружностью радиуса R1  r сцентром в фокусе эллипса F1 . Данный случай показан на рис. 7.11.Пусть Bx - проекция точки B на большую полуось эллипса. Расстояние от второго фокуса эллипса F2 до точки B будет равно, R2  r, а проекции отрезков соединяющих фокусы F1 и F2 с точкой B набольшую полуось эллипса будут равны соответственно x1  x иx2  x (см. рис. 7.11).136YBR1+rF1R2rF2Bx Ox1xXx2xРис. 7.11.

Пересечение эллипса со 2-ой окружностью.Поскольку у двух прямоугольных треугольников F1BBx иBx BF2 общий катет BBx , как видно из рис. 7.11, то может быть записано следующее соотношение:R1  r 2  x1  x2  R2  r 2  x2  x2(7.23)Перепишем соотношение (7.17) в следующем виде:R12  2R1r  r 2  x12  2 x1x  x 2  R22  2R2r  r 2  x22  2 x2x  x 2(7.24)С использованием выражения (7.22), соотношение (7.24) запишем в виде:2R1r  2 x1x  2R2r  2 x2x(7.25)Выражение (7.25) может быть записано следующим образом:2r R1  R2   2xx1  x2 (7.26)Подставляя в (7.26) соотношения (7.20) и (7.21) получим:ar  fx ,которое эквивалентно (7.19), что и требовалось доказать.(7.27)1377.7 Следствие свойства эллипса.Из доказанного выше свойства эллипса следует, что зондыZ1  Z N , расположенные на эллипсе, причем расстояние между соседними зондами вдоль большой полуоси эллипсаx (см.рис.

7.12) одинаково, исходя из (7.19), и равно:x arf(7.28)Приращение длины внутри распределительной системы rвыбирается из условия обеспечения требуемого угла отклонения луча (7.12) на излучающей апертуре.Необходимо помнить, что при заполнении распределительнойсистемы диэлектриком с относительной диэлектрической проницаемостью  длина волны внутри системы будет в раз меньше, чемв открытом пространстве и тогда выражение (7.28), с учетом (7.12)примет следующий вид:x a d sin(1 )f(7.29)138αR1R2jr j R i-1R3RiR N -2R i 1R N-1dZ i 1Z i-1aZiZ2Z1aZ N-1rjZNajxrjOfZ1'fZ M'xZ j'Рис. 7.12.

Место расположения приемных зондов Z1  Z N .RN139Таким образом, распределительная система линзы строитсяследующим образом. Зонды Z1  Z N располагаются по эллипсу, причем расстояние между соседними зондами вдоль большой полуосиэллипса x определяется выражением (7.29). Зонды Z1' и Z M ' располагаются в фокусах данного эллипса. Далее определим условиярасположения зондов Z 2'  Z M 1' .7.8 Условие по углу направления луча.Запишем условия для определения угла отклонения луча наапертуре антенной решетки  j (см. рис.

7.12), при возбуждениизонда Z j ' .Пусть приемные зонды Z1  Z N расположены на эллипсе сцентром в точке O (см. рис. 7.12), где x расстояние между соседними приемными зондами вдоль оси x , зонды Z1' и Z M ' располагаются в фокусах эллипса, f - фокусное расстояние, a - большая полуось эллипса, d - расстояние между излучателями R1  RN антеннойрешетки.Угол отклонения луча на апертуре антенной решетки  jопределяется разностью хода луча rj между излучателями. Еслилинза заполнена диэлектриком с относительной диэлектрическойпроницаемость  , то выражение (7.12), необходимо записать в следующем виде:rj    d sin  j(7.30)Пусть приемный зонд Z i расположен в вершине эллипса, тогда разность хода rj в линзе для луча от зонда Z j ' до Z i1 и от Z j '140до Z i при x  0 определяется (см.

рис 7.13) углом jмежду ма-лой полуосью эллипса и лучом, проходящим из вершины эллипса кизлучающему зонду Z j ' :rj  x sin( j )αr j jαR i-1(7.31)RijdZ i-1xZijrjjOxZ j'Рис. 7.13. Определение угла отклоненияZ j'jдля излучающего зонда.Объединив соотношения (7.30) и (7.31), получим следующеевыражение:sin  jsin  jdx  (7.32)141Записанное выше соотношение очень напоминает выражениедля закона Снеллиуса [26]. Выражение, стоящее в правой части соотношения (7.32) постоянно для выбранной геометрии линзы, и, поаналогии с законом Снеллиуса, может быть названо коэффициентомпреломления рассматриваемой линзы nl :nl dx  (7.33)Так как условие (7.32) должно быть справедливо для всех j от1 до M , то можно записать следующее равенство:sin  jsin  jsin  1sin 1(7.34)Поскольку (см.

рис. 7.12):sin  1 fa,(7.35)выражение (7.33) запишем в следующем виде :sin  jsin  jf /asin 1(7.36)и выражение для коэффициента преломления линзы:nl f /asin 1(7.37)Необходимо обратить внимание, что выражение (7.32) справедливо только для центрального приемного зонда Z i при x  0 .Для других приемных зондов Z1  Z N будет наблюдаться отличиеразности ходов в линзе от требуемого rj . Для минимизации даннойошибки необходимо изменять расстояние от вершины эллипса до142излучающего зонда Z j ' , при этом зонд Z j ' должен располагаться таким образом, что бы сохранялся угол  j между малой полуосью эллипса и лучом, проходящим из вершины эллипса к излучающемузонду Z j ' .7.9 Выводы.В данной главе рассмотрена геометрооптиическая интерпретация построения плоской распределительной системы оптическоготипа (РСОТ), рассмотренной в предыдущей главе.

В развита методика синтеза квазиоптической распределительной системы для многолучевой АФАР. Найдены условия расположения приемных и передающих зондов распределительной системы, позволяющие обеспечивать формирование фронтов плоских волн с наклонами под необходимыми углами при возбуждении соответствующих передающих зондов.1438 Сравнение расчетных и экспериментальных характеристик синфазного балансного делителя антеннойнасадки АФАР.Важной частью проектных работ по проектированию многолучевых АФАР являются испытания, в том числе комплексные.Для проведения испытаний АФАР используется антеннаянасадка (АН).

Структурная схема АН изображена на рис. 8.1. Каквидно на рис. 8.1, АН состоит из полотна, 100 приемных антенн А,принимающих излучение АФАР, 100 аттенюаторов Ат и системысуммирования принятых сигналов. Обычно в насадках АФАР дляизмерения фаз и амплитуд каждого канала используется многоканальный переключатель. Для уменьшения стоимости АН АФАР было предложено использовать вместо многоканальных переключателей суммирующую систему, построенную на основе 44 4-х канальных балансных делителей (Д) (см. рис. 8.1). Балансные делители Дпостроены на основе 3-х балансных микрополосковых делителей на2.

Использование балансного делителя обусловлено необходимостью устранения паразитных резонансов. На рис. 8.2 показанаструктурная схема такого балансного делителя (БД) и на рис. 8.3 егоэквивалентная схема. Будем строить БД на основе микрополосковыхлиний. БД является простейшим шестиполюсником, состоящим издвух четвертьволновых отрезков микрополосковой линии, две парыполюсов которого соединены параллельно, а две оставшиеся парыполюсов через активное сопротивление R1.Как известно, принцип действия кольцевого синфазного балансного делителя мощности заключается в следующем: сигналподводимый к входу 3, разделяется поровну между двумя чет-144вертьволновыми отрезками кольцевого делителя и, следовательно,волны напряжений в точках Б и В равны и синфазны. Если входы 1 и2 нагружены на идеально согласованные нагрузки, а входное сопротивление каждого из двух параллельно включенных четвертьволновых отрезков делителя (в точке А) равно 2 ρо, то вход 3 делителябудет идеально согласованным.145Рис.

8.1. Структурная схема антенной насадки.146l 4000l 4Рис. 8.2 . Структурная схема балансного делителя.Сигнал, подводимый к входу 1 (в точке Б), попадает в точку Ввхода 2 по двум путям: непосредственно через «точечное» сопротивление R1 и через отрезок линии БАВ, равный  2 , где  - длинаволны в линии. Таким образом, в точку В две части сигнала поступают в противофазе; при соответствующем выборе сопротивления R1 достигается их компенсация и, следовательно, идеальная развязка входов 1 и 2. При этом одна половина мощности входногосигнала поступает на вход 3, а другая половина рассеивается в активном сопротивлении R1 [33, 51].В силу симметрии делителя мощности относительно оси YY(см.

рис. 8.3) аналогичные рассуждения справедливы при подачесигнала на вход 2.Кольцевой делитель также может обеспечить суммированиемощностей СВЧ сигналов. Если к входам 1 и 2 подвести два синфазных сигнала, то вся мощность пройдет в плечо 3. Если на входы 1 и2 поступают противофазные сигналы, то вся мощность поглощаетсяв активном сопротивлении R1.147000Рис. 8.3.

Эквивалентная схема балансного делителя.Описанный выше кольцевой делитель (сумматор) мощностиобеспечивает развязку между выходными (входными) плечами, хорошее согласование, малые потери энергии в широкой полосе частоти обладает небольшими, порядка четверти длины волны, линейнымиразмерами. При правильном выборе волновых проводимостей четвертьволновых отрезков делителя (сумматора) можно обеспечитьзаданное деление мощности (или соответствующее сложение заданных мощностей).При разработке топологии необходимо было учитывать следующие требования: число каналов деления мощности, КСВ на входе, входное сопротивление делителя, развязка по каналам деления,уровень мощности на входе, массогабаритные характеристики. В результате расчета были выданы исходные данные с топологическимичертежами для разработки чертежа синфазного делителя.

Электродинамическое моделирование выполнено с использованием про-148грамм Ansoft HFSS 11 и Ansoft Designer 2. Геометрия БД, заданногодля расчета в программе HFSS, приведена на рис. 8.4.Рис. 8.4. Геометрия балансного делителя.Анализатор спектраAgilent PNA-L5230Port1Port2НН12Н345БРис.8.5. Схема измерения частотных характеристик КСВ,коэффициента деления и фазы балансного делителя.После изготовления экспериментального макета делителя спомощью анализатора спектра Agilent PNA-L5230 были проведеныизмерения частотных характеристик КСВ, коэффициента деления и149фазы. Схема измерений представлена на рис. 8.5.