Автореферат (Повышение помехоустойчивости авиационных радиосистем передачи информации мониторинга), страница 4

7. Зависимость придельного отношения помеха/сигнал от отношениясигнал/шум, для схемы синхронизации несущей с квадратичным детектором,19при котором отношение сигнал/шум на входе ФАПЧ достигает hП2 , приразличных соотношениях ΔFШ : 1 – 0.01; 2 – 0,02; 3 – 0,04; 4 – 0,06; 5 – 0,08;ΔFУПЧ6 – 0,1; 7 – 0,125В третьей главе Разработан новый алгоритм квадратурной компенсациисигналов узкополосных помех в смеси поступающего на вход приёмникаполезного сигнала и сигнала помех путём вычитания компенсирующегосигнала помех, сформированного в специальном канале приёмника в результатеотличий частоты и фазы несущего колебания полезного сигнала, и несущихколебаний сигналов помех.

При этом обеспечивается компенсация ансамблянеперекрывающихся по спектру узкополосных помех, включающих одиночныегармонические помехи, ансамбли узкополосных помех и помехи имеющиеконечную полосу частот частично перекрывающие полосу частот полезногосигнала, принимаемых совместно с цифровым ФМ сигналом, спектр которого впроцессе компенсации не изменяется, что принципиально отличаетпредлагаемое устройство от обеляющего фильтра. Предлагаемое устройствореализует способ компенсации узкополосных помех, действующих во всейполосе приёмника совместно с полезным сигналом и естественными помехами.Алгоритм квадратурной компенсации узкополосных помех впоэлементном приёмнике ФМн – 2 сигнала приведён на (рис. 8).При рассмотрении алгоритма компенсации узкополосных помех в полосевысокоскоростного информационного сигнала работа схемы синхронизации понесущей и по тактам приёмника предполагается идеальной, опорныеквадратурныегармоническиеколебанияиS O 2 (t ) = AОП sin (ω0 t + ϕ C )S O1 (t ) = AОП cos(ω0 t + ϕ C ) совпадают по частоте и по фазе с гармонической несущейпринимаемого сигнала.Считаем, что на вход компенсатора узкополосных помех поступаетаддитивная смесьS (t ) = S C + S П1 + S П 2 + n(t )полезногодвоичногофазоманипулированного(ФМн)сигналаS C (t ) = A0 β (t )cos(ω0 t + ϕ C ) = A0 cos(ω0 t + k (t )π + ϕ C ) c углом манипуляции θ = 1800 , гдеи0 ;1k (t ) - информационный параметр, принимающий значениясоответствующий ему параметр β (t ), принимающий значения − 1 ; 1 , А0 , ω С и ϕ С- амплитуда, частота и фаза полезного сигнала, сигналов узкополосных помех,расположенных слева и справа от несущего колебания, S П1 (t ) = AП1 cos(ωП1 + ϕ П1 ) иS П 2 (t ) = AП 2 cos(ωП 2 + ϕ П 2 ) соответственно, где АПj , ω Пj и ϕ Пj - амплитуды, частотыи фазы узкополосных помех, и белого гауссовского шума n(t ) со спектральнойплотностью мощности N 0 .Выходной сигнал схемы компенсации узкополосных помех записываетсяв виде:20S ' (t ) = S вых1 (t ) − C ⋅ S 2' ПГ (t ) =1β (t )A0 AОП + n '' (t ) + n2' (t ) − 2n '' (t ) .2(9)Из выражения (9) следует, что на выходе устройства компенсацииузкополосных помех изменится отношение сигнал/шум в информационномсигнале.S (t )Перемножитель 1Фильтрнижних частотS 2ф (t )S O2 (t )Блокпреобразования S2ПГ(t)Гильберта.

Наоснове фильтраГильбертаВычитающее Sвых2 (t )устройство 1Блок быстрогопреобразования Фурье(БПФ)SПФ(t )Блокобнаруженияпомех иизмерения ихчастотЦифровые фильтры сперестраиваемымикоэффициентамиГенератор опорныхквадратурныхгармоническихсигналовS 2' ПГ (t )С=2Перемножитель 3SO1 (t )Перемножитель 2S 1ф (t )Фильтрнижних частотСумматорS вых1 (t )Вычитающееустройство 2S ' (t )Интегратор надлительностиимпульсоввысокоскоростнойинформации1Пороговоеустройство0Рис. 8. Функциональная схема устройства компенсации узкополосных помехТак как шумовые составляющие n '' (t ) и n2' (t ), имеющие одинаковый уровеньспектральной плотности мощности N 0 , не коррелированы между собой, томощность шума nвых (t ) = n2' (t ) − n '' (t ) удваивается. Отношение сигнал/шум винформационном сигнале на входе интегратора оптимального приёмника2символов сигнала, hвыхзапишется в виде2hвых=PC Ts= 0.5hвх2 .2N0Основные показатели качества схемы квадратурной компенсацииузкополосных помех определяются реализацией с учётом ограниченийнакладываемых современной аппаратурой используемой в цифровыхрадиосистемах передачи информации.Отношение помеха/сигнал на выходе устройства компенсации22узкополосных помех hПвых, будет различным для помех отстоящих справа hПвых1 и2слева hПвыхотносительно несущего колебания, из – за дополнительной2фильтрации осуществляемой в режекторных фильтрах.2h2Пвых1 i=2(Δr − 1) = h 2АПiПвхA02i(Δr − 1)2212hгде, h 2Пвх i=2Пвых 2 iА 2 (Δk − 1)= Пi 2= h2ПвхA0i(Δk − 1)2PП- отношение помеха/сигнал на входе приёмника для каждогоРСгармонического помехового сигнала, Δk = 8.59 ⋅10 −5 [дБ ], Δr = 2.65 ⋅10 −5 [дБ ] определяются реализацией фильтра гильберта и режектороных фильтров.Коэффициент подавления Q помеховых сигналов будет различным дляпомех отстоящих справа Q1 и с лева Q2 от несущего колебания, которыеопределяются в виде:2hПвх1== 104.29[дБ ]2hПвых1 (Δr − 1)2h21Q2 = 2Пвх == 94.07[дБ ]hПвых2 (Δk − 1)2Q1 =Максимальное значение превышения мощности помехи над мощностьюинформационного сигнала, при котором происходит увеличений вероятностиошибочного приёма увеличивается от значения P = 10 −6 до предельногозначения P = 10 −2 при отношении сигнал/шум 10.5[дБ]:2hПвых0.254ξ1 ==≈ 6.822 ⋅10 9 ≈ 98.339[дБ ],222,65⋅10(Δr − 1) ⎛⎞−5⎜10⎜⎝ξ2 =2hПвых2(Δk − 1)=⎛⎜10⎜⎝− 1⎟⎟⎠0.254108, 59⋅10− 510⎞− 1⎟⎟⎠2≈ 6.492 ⋅10 8 ≈ 88.124[дБ ]На (рис.

10), представлены зависимости вероятности ошибочного приёма2от отношения помеха/сигнал hПвхдля случая воздействия гармоническогопомехового сигнала и фазоманипулированного помехового сигнала.Исследована работа квадратурного компенсатора при использованиисигнала ФМн – 4р. При этом низкоскоростная квадратурная составляющаяоказывает дополнительное мешающее воздействие на принимаемую полезнуюинформацию, что приводит к снижению помехоустойчивости.22Рис 10. Зависимость вероятность ошибочного приёма полезной информации ототношения помеха/сигнал на входе приёмникаВ результате анализа получено выражение, описывающее вероятностьошибочного приёма импульса высокоскоростной информации с учётоммешающего воздействия от низкоскоростной квадратурной составляющейсигнала ФМн – 4р и уменьшения отношения сигнал/шум в квадратурномкомпенсаторе:⎡⎡⎛ QC ⎛⎛ QC ⎛1 ⎞ ⎞⎤1 ⎞ ⎞⎤⎜⎜1 + ⎟⎟ ⎟⎟⎥ + 0.5⎢1 − Ф⎜⎜⎜⎜1 − ⎟⎟ ⎟⎟⎥P = 0.5⎢1 − Ф⎜⎜⎢⎣⎢⎣⎝ N 0 ⎝ γ ⎠ ⎠⎥⎦⎝ N 0 ⎝ γ ⎠ ⎠⎥⎦(10)На (рис.

11), представлены зависимости полученные в соответствии свыражением (10) для различных значений коэффициента сжатия созвездия γ .23Рис. 11. Зависимость вероятности ошибки поэлементного приёма от отношениясигнал/шум для различный значений коэффициента уменьшения амплитудымешающего фазоманипулированного сигнала γНа (рис. 12) приведено семейство зависимостей, соответствующихразличным способам передачи информационного сигнала.На (рис. 13) приведены зависимости вероятности ошибочного приёма ототношения помеха/сигнал для следующих случаев: воздействие на входекомпенсатора узкополосного гармонического синусоидального помеховогосигнала, воздействие фазоманипулированного помехового сигнала прииспользовании для передачи полезной информации фазоманипулированногосигнала ФМн – 2; воздействие ФМн – 2 сигнала узкополосной помехи на приёмфазоманипулированного сигнала ФМн – 4р с коэффициентом сжатия созвездияγ = 8.24Рис.

12. Зависимости вероятности ошибочного приёма от отношениясигнал/шум. 1 – экспериментальная зависимость для модели с сигналом ФМн –4р с коэффициентом сжатия созвездия γ = 8 , 2 – экспериментальнаязависимость для схемы с сигналом ФМн – 2, 3 – теоретическая зависимостьвероятности ошибочного приёма от отношения сигнал/шум hвх2 построенная в()22соответствии с выражением PОШ = 1 − Ф 2hвыхили с учётом условия hвых= 0.5hвх2( )PОШ = 1 − Ф hвх2 , 4 – теоретическая зависимость вероятности ошибочного приёмасигнала ФМн – 2 от отношения сигнал/шум с учётом уменьшения отношениясигнал/шум в 2 разаРис 13 – Зависимость вероятности ошибочного приёма полезной информацииот отношения помеха/сигнал на входе приёмника, 1) воздействиегармонического помехового сигнала при ФМн – 4р информационном сигнале,2) воздействие гармонического помехового сигнала при ФМн – 2информационном сигнале, 4) воздействие ФМн – 2 помехового сигнала приФМн – 4р информационном сигнал, 4) воздействие ФМн – 2 помеховогосигнала при ФМн – 2 информационном сигнале25Исходя, из полученных зависимостей в проведённых экспериментах,можно сделать вывод о том, что при использовании для передачи полезнойинформации квадратурный канал сигнала ФМн – 4р с коэффициентом сжатиясозвездия γ = 8 , предложенный алгоритм компенсации узкополосных помех,при условии идеальности подсистем синхронизации, обеспечивает подавлениелюбого количества узкополосных помех в полосе информационного сигнала,суммарная мощность которых не более чем в 6.25 *10 8 раз превосходитмощность полезного сигнала.В четвёртой главе разработан алгоритм построения цифровыхпомехозащищённых радиосистем передачи информации, основанный наприменении сигнала ФМн – 4р, включающий квадратурный компенсатор помехи обеспечивающий помехозащищённость как схемы синхронизации понесущей, так и информационного канала приёма информации мониторинга.Проведён анализ показателей качества разработанной схемы приёмника привоздействии узкополосных гармонических помех.На (рис.

14) представлена схема квазикогерентного приёмафазоманипулированного сигнала ФМн – 4р с квадратурным устройствомкомпенсации помех.Рассмотрено воздействие на вход квазикогерентного приёмника,представленного на (рис. 14), аддитивной суммы y(t ) = SC (t ) + S П (t ) + S Ш (t )информационного сигнала S C (t ) = A0 β (t )cos(ω 0 t + ϕ 0 ), где А0 , ω 0 и ϕ 0 - амплитуда,частота и фаза сигнала помехи, β (t ) - информационный параметрпринимающий значения ± 1 , узкополосного гармонического помеховогосигнала S П (t ) = AП cos(ωП + ϕ П ), где АП , ω П и ϕ П - амплитуда, частота и фазаузкополосной помехи, и белого гауссовского шума S Ш (t ) со спектральнойплотностью N 0 .В результате анализа, получено выражение (11), описывающее дисперсиюфазы опорных гармонических колебаний при воздействии узкополоснойгармонической помехи.2σϕ =hВ2где hВ21 =1+в2π2П1K,2hB2 B + 2hH2(11)- отношение сигнал/помеха на входе системы ФАПЧ2Bh h η ( A, C )высокоскоростномканалепередачиинформациимониторинга,Аsin 2 xsin 2 ( A) sin 2 (С )η ( А, C ) = ∫dx −+, A = πΔf Пτ + π , С = πΔf Пτ − π , - приделыxAССинтегрирования, hВ2 - отношение сигнал/шум в высокоскоростном канале приотсутствии сигнала помехи на входе приёмника, hH2 1 =hВ2Bγ2sin (πΔf Пτ )1 + h Bh BππΔf Пτ22В2П2H-26отношение сигнал/помеха в низкоскоростном сигнале после свёртки ПШС исоответствующей декорреляции помеховых сигналов, параметр DϕH = 1 N ϕ2c1характеризует случайный набег фазы высокочастотного опорного колебания завремя корреляции низкоскоростного сообщения Tα = 1 .c1Рис.

14. Квазикогерентный приёмник ФМн – 4р сигнала с квадратурнымкомпенсатором узкополосных помехТак же с учётом конечной реализации схемы квадратурного компенсаторапомеховых сигналов, в результате анализа получено выражение (12),описывающее зависимость вероятности ошибочного приёма импульсоввысокоскоростной информации на выходе квадратурного компенсаторавключённого в квазикогерентный приёмник сигнала ФМн – 4р, с учётомреальной схемы синхронизации по несущей:⎛1∫−π ⎜⎜ 0.5 N⎝πPВср =+ 0.5×1NN −1⎡i =0⎣⎢⎛ QC⎝ N 0∑ ⎢1 − Ф⎜⎜⎞⎤⎛1 ⎞2⎜⎜1 + ⎟⎟ cos(Δϕ ) 1 − hПвх(Δk − 1) sin (2πf p iΔt ) ⎟⎟⎥γ ⎠⎝⎠⎦⎥()⎡⎛ QC ⎛⎞⎤ ⎞⎟1 ⎞2⎜⎟⎥ ×()⎜⎟()1−Ф1−cosΔϕ1−h(Δk−1)sin2πfiΔt⎢∑Пвхp⎜ N ⎜⎟ ⎟γ ⎟⎠i = 0 ⎣0 ⎝⎢⎝⎠⎦⎥ ⎠N −112πI 0 (D )(exp(D cos(Δϕ ))dΔϕгде D определяется в соответствии с выражением (11).),(12)27На (рис.

15) представлены зависимости дисперсии опорныхгармонических колебаний от отношения помеха/сигнал hП2 на входеквазикогерентного приёмника для различных значений базы ПШС,расширяющего спектр низкоскоростного сигнала SC 2 (t ) и параметра DϕH .Рис. 4.4. Зависимость дисперсии фазы опорных гармонических колебаний ототношения помеха/сигнал при отношении сигнал/шум hВ2 = 10.5[дБ ], γ = 8 ,Δf П = 150[КГц], для четырёх случаев: 1) K = 20 , B = 511 2) K = 100 , B = 511 ,3) K = 200 , B = 511 , 4) K = 200 , B = 2047На (рис. 17), (рис. 18) представлены зависимости вероятностиошибочного приёма высокоскоростной информации, передаваемой с помощьюсигнала ФМн – 4р, на выходе устройства квадратурной компенсации помех,при использовании реальной схемы синхронизации по несущей в соответствиис выражением (12).28Рис.