Диссертация (Однофазные инверторы с многоячейковой структурой), страница 5

Это связано нетолько с большей массой охлаждающих элементов, но и более высокими значениями паразитных параметров силовых транзисторов, что дополнительно увеличивает динамические потери мощных полупроводниковых приборов. Другойфактор – худшие условия отвода тепла от кристалла силового элемента, вызванные увеличенным сопротивлением переход–радиатор.341.3 Структура многоячейкового инвертораОрганизация многопоточной работы базовых модулей, работающих наобщую нагрузку с заданным фазовым сдвигом относительно друг друга, открывает широкие возможности улучшения формы кривой переменного напряженияна выходе высокочастотного транзисторного инвертора и создания многоячейковых преобразовательных устройств для питания потребителей переменноготока.Организация многоячейковой модульной структуры высокочастотныхтранзисторных инверторов позволяет создавать преобразователи относительнобольшой мощности из сравнительно маломощных силовых базовых преобразовательных модулей, так как последние питаются параллельно от единого источника электроэнергии, а их мощности суммируются в общей нагрузке.При этом же удается обеспечить повышенную надежность инвертора,так как отказ любого базового модуля и его отключение внутреннейсхемой защиты будут приводить к некоторому уменьшению уровня выходногонапряжения, появлению несимметричных фазных и линейных напряженийизменению их гармонического состава.

Инвертор же в целом будетоставатьсяработоспособным,иобеспечиватьпитаниенагрузки.Выбрав число мощных базовых модулей достаточно большим, можно обеспечить приемлемое функционирование нагрузки в различных аварийных режимахинвертора.На Рисунке 1.20 и 1.21 представлены схемы функциональные схемы многоячейковых инверторов с суммированием по току и по напряжению.35Рисунок 1.20 – Функциональная схемаРисунок 1.21 – Функциональная схемамногоячейкового инвертора с суммиро-многоячейкового инвертора с суммиро-ванием по токуванием по напряжению1.4Моделирование многоячейкового инвертораРассмотрены и промоделированы два известных способа формирования[60, 61] ступенчатого напряжения для получения приближенной к синусоидальной форме сигнала.Первый вариант с равномерным смещением по количеству ячеек. Такойметод просто реализуем, легок в моделировании и несложен расчетах, но полученные результаты становятся неудовлетворительными уже при ранних итерациях увеличения количества ячеек.

При увеличении число ячеек равномерность фазовых сдвигов приводит к линейному росту формируемых ступенейнапряжения, в результате при стремлении к бесконечности форма суммарноговыходного напряжения стремится к треугольным импульсам. Что ухудшает егоспектральный состав [18].36Второй вариант является дальнейшим развитием первого метода. Важноеотличие этого метода, заключается в расширении центральной ступени формируемого напряжения, относительно ступеней формирующих возрастающуючасть этого напряжения. Времена перехода со ступени на ступень могут определяться для получения определенных характеристик, например, минимум коэффициента гармоник (kг), посредством различных методов оптимизации.

Оптимизация может выполняться, исходя из различных параметров, таких как общее гармоническое искажение, исключение заданной высшей гармоники и пр.Выбирая определенный параметр и подставляя его в уравнение аппроксимирующее ступени напряжения, получается система уравнений, решение которыхпозволяет получить определенные времена перехода со ступени на ступень.Используя эти значения можно формировать заданное напряжение с улучшенным спектром по сравнению с равномерным смещением включения. Известно,что в пределе такое напряжение стремится к трапеции с определенным угломнаклона. Известно, что оптимальным углом наклона трапеции для получениялучшего спектра является угол в 60° [61].Проведено моделирование обоих вариантов, измерены выходные напряжения и проведен спектральный анализ. В различных моделях менялся толькоалгоритм работы ключей, а сама схема оставалась неизменна.Моделирование проведено в пакете программ Pspice, как общепринятомстандарте моделирования процессов в электрических цепях.Для оптимизации вычислительного времени программы Pspice в качествеосновных компонентов схемы выбраны идеальные ключи с конечным сопротивлением в открытом состоянии, имитирующие работу IGBT, диоды из собственной базы программы, в качестве управляющего контура работой ключейвыбран импульсный источник напряжения, формирующий импульсы нужнойформы и продолжительности.37На Рисунке 1.24 – 1.26 видно, что спектр выходного напряжения инвертора содержит высшие гармоники, начиная с третьей в своем составе, однако,дискретизация ступеней показывает, что частота сигналов управления весьманизкая.

Если организацию сигналов возложить на микропроцессорную системууправления, то возможно из спектра исключить большее число гармоник безувеличения частоты коммутации силовых ключей.S1V1V1 = 5V2 = 10TD = 0TR = 0.001nsTF = 0.001nsPW = 2.5msPER = 5msS7V16V1 = 5V2 = 10TD = 1.25msTR = 0.001nsTF = 0.001nsPW = 2.5msPER = 5ms++-SVOFF = 5VVON = 10VD1MUR870027Vdc++-SVOFF = 5VVON = 10VD7MUR8700R2R71010S2V5V1 = 5V2 = 10TD = 2.5msTR = 0.001nsTF = 0.001nsPW = 2.5msPER = 5msS8V40++-D2MUR87027VdcSVON = 10VVOFF = 5VV17V1 = 5V2 = 10TD = 3.75msTR = 0.001nsTF = 0.001nsPW = 2.5msPER = 5ms0V190++-D8MUR87027VdcSVON = 10VVOFF = 5V0S5V10V1 = 5V2 = 10TD = 0.41666666666666666666666666666667msTR = 0.001nsSTF = 0.001nsVOFF = 5VPW = 2.5msVON = 10VPER = 5msS11V24V1 = 5V2 = 10TD = 1.6666666666666666666666666666667msTR = 0.001nsSTF = 0.001nsVOFF = 5VPW = 2.5msVON = 10VPER = 5ms++++----D5MUR870027VdcD11MUR8700R410S6S12V13V11V1 = 5V2 = 10TD = 2.9166666666666666666666666666667msTR = 0.001nsSTF = 0.001nsVON = 10VPW = 2.5msPER = 5msVOFF = 5V0++--27VdcR910D6MUR870V25V1 = 5V2 = 10TD = 4.1666666666666666666666666666667msTR = 0.001nsSTF = 0.001nsVON = 10VPW = 2.5msPER = 5msVOFF = 5V--27VdcV270++0D12MUR87027Vdc0S3V6V1 = 5V2 = 10TD = 0.83333333333333333333333333333333msTR = 0.001nsSTF = 0.001nsVOFF = 5VPW = 2.5msVON = 10VPER = 5msS9V20V1 = 5V2 = 10TD = 2.0833333333333333333333333333333msTR = 0.001nsSTF = 0.001nsVOFF = 5VPW = 2.5msVON = 10VPER = 5ms++++----D3MUR870027VdcD9MUR8700R310S4V9V7V1 = 5V2 = 10TD = 3.3333333333333333333333333333333msTR = 0.001nsSTF = 0.001nsVON = 10VPW = 2.5msPER = 5msVOFF = 5V++-27VdcR810-27VdcD4MUR870S100V21V1 = 5V2 = 10TD = 4.5833333333333333333333333333333msTR = 0.001nsSTF = 0.001nsVON = 10VPW = 2.5msPER = 5msVOFF = 5V--27VdcV23++00D10MUR87027Vdc0Рисунок 1.22 – Компьютерная модель шести–ячейкового инвертора с равномерным сдвигомфаз38Рисунок 1.23 – Выходной сигнал модели шести–ячейкового инвертора с равномернымсмещением ячеек в сравнении с синусоидальным сигналомРисунок 1.24 – Спектральный анализ выходного сигнала шести–ячейкового инвертора сравномерным смещением ячеек39Рисунок 1.25 – Выходной сигнал модели шести–ячейкового инвертора с приближением ктрапецеидальному сигналу в сравнении с синусоидальным сигналомРисунок 1.26 – Спектральный анализ выходного сигнала шести–ячейкового инвертора сприближением к трапецеидальному сигналу40Выводы по 1 главеВ первой главе в результате проведенного анализа известных структурных, функциональных и схемотехнических решений, способов и алгоритмовформирования выходных напряжений однофазных инверторов получены следующие результаты:1.

Проведен анализ известных, способов и алгоритмов формированиявыходных напряжений однофазных инверторов и показано, что сростом уровня мощности удельные показатели по массе инверторовс однопоточным преобразованием ухудшаются2. Проведен анализ структурных, функциональных и схемотехнических решений, выявлены структуры, применимые для построениямногоячейковых инверторов3.

На основе проведенного анализа определена структура и разработана имитационная компьютерная модель многоячейкового инвертора с многопоточным принципом работы4. Проведено компьютерное моделирование для известных методовформирования выходного напряжения, выявлены достоинства и недостатки существующих алгоритмов5. Отмечено, что на современной элементной базе с микропроцессорным управлением возможна реализация алгоритмов управленияключами СПЯ, обеспечивающих лучшие показатели качества иудельные характеристики по сравнению с известными.412. ОДНОФАЗНЫЙ ИНВЕРТОР С СУММИРОВАНИЕМТОКОВ ЯЧЕЕК2.1 Особенности инверторов с параллельным подключением ячеекВ главе рассмотрены методы построения инвертора с суммированием токов СПЯ.

Проведено компьютерное моделирование предполагаемых схем распределения токов нагрузки многоячейкового инвертора с фазовым сдвигом ячеек.Как показано в главе 1, при рассмотрении задачи увеличения максимальной мощности инвертора с учетом существующей отечественной элементнойбазы, становится вполне очевидно, что проектирование инверторов высокоймощности для получения высоких показателей без распределения нагрузки напотоки весьма затруднительно.Рассмотрим, при каком сдвиге фаз СПЯ наиболее эффективно мощностьпередается в нагрузку. Поскольку СПЯ для высокой эффективности работают включевом режиме, а для получения синусоидального напряжения используетсяLC–фильтр, то в пределе в точке суммирования СПЯ с дросселем на выходепредставим синусоидальным источником.

На Рисунке 2.1 изображена схемаинвертора с суммированием токов ячеек инвертора со сдвигом фаз.На Рисунке 2.2 приведены формы суммируемых токов. В общем случаенапряжение на нагрузке записывается выражениемU н (t )  I  (t ) Rн .(2.1)В свою очередьI  (t )  I m sin(t )  sin(t  1 )  sin(t  n ) .(2.2)При этом фазовые сдвиги СПЯ принимаются одинаковыми (), поскольку это обеспечивает равномерное распределение токов ячеек.42То есть,I m sin(t )  sin(t  1)  sin(t  2 )  sin(t  n )   I m sin(t )  sin(t  )  sin(t  2)  sin(t  N ) .(2.3)I sinI sin(+ )I sin(+ 2)I sin(+ )RнРисунок 2.1 – Схема многоячейкового инвертора с суммированием токов со сдвигомфаз1s1( t )0.5s2( t )s3( t )0s4( t ) 0.51011032103tРисунок 2.2 – Токи ячеек инвертора с равномерным сдвигом фаз43Сумма синусов с равномерным шагом преобразуется к формуле [5]: N sin  2  sin t  N  1   . 2sin  2(2.4)Тогда суммарный ток определяется выражением: N sinN2  I   I m  sin  t  i  sin t   N  1  .2i 1sin  2(2.5)Амплитуда суммарного тока: N sin  2 .Asin  2(2.6)На Рисунке 2.3 приведены графики зависимости амплитуды суммарноготока на нагрузке при разном числе ячеек в зависимости от сдвига фаз междуячейками.1A( N  )N0.8A( 3  )30.6A( 4  )40.4A( 5  )50.20050100150180Рисунок 2.3 – Зависимость амплитуды суммарного тока от сдвига фаз, нормированное относительно числа ячеек44Полученные результаты наглядно показывают, что максимальный выходной ток инвертора возможен только при совпадении фаз токов ячеек.