Диссертация (Модуль бортовой цифровой антенной решетки), страница 5

Типовой токпотребления составляет в среднем 0,2 А, напряжение питания от плюс 3,3 В доплюс 5 В. Время включения типовых КМ составляет от десяток до сотеннаносекунд.Важными характеристиками аналогового КМ являются амплитудный ифазовый баланс, определяющие дисперсию ошибки в амплитуде и фазевыходногоколебаниясоответственно.Амплитудныйифазовыйбалансопределяется идентичностью конструктивного и технологического исполненияэлементов информационных каналов – смесителей, операционных усилителей,линий передач, сумматора мощности.Исследования в области КМ направлены в первую очередь на расширениедопустимой полосы рабочих частот и уменьшение фазовых и амплитудныхошибок.

Так, в работе [30] была продемонстрирована разработка КМ на 0,18 мкмSiGe, обеспечивающего работу в диапазоне 80 – 95 ГГц. КМ выполнен натрадиционных ячейках Гилберта, размеры платы составили 480 × 260 мкм.31В статье [31] описан КМ для перспективных систем терагерцовой связи,работоспособный вплоть до 300 ГГц. КМ выполнен в виде МИС.

Полученныезначения амплитудного и фазового баланса составили 0,6 дБ и 4° соответственно,что является рекордным для этого диапазона. В работе [32] представлен КМ,диапазон рабочих частот которого достигает 60 ГГц. Размеры МИС составили 400× 300 мкм, а энергопотребление всего 28 мВт, что значительно превосходитаналоги в данной полосе частот.Для управления амплитудно-фазовым распределением (АФР) в раскрывеЦАРнасинфазныйиквадратурныйвходыКМнеобходимоподатьпоследовательность биполярных многоуровневых импульсов, частота следованиякоторых соответствует требуемой скорости изменения АФР.Реализуемый дискрет фазы и амплитуды КМ не зависит от его внутреннейструктуры и определяется способом формирования входных I/Q сигналов –разрядностью ЦАП.

Требуемая разрядность ЦАП определяется следующимвыражением:ܰʥʏʞ ൌ ቒŽ‘‰ ଶଷ଺଴οఝቓ ൅ ቒŽ‘‰ ଶгде ܰʥʏʞ – требуемая разрядность ЦАП;ଵοఈቓ ൅ ͳ,(1.5)ο߮ – дискрет фазы, град;οߙ – дискрет амплитуды, В.Разрядность современных низкоскоростных ЦАП (частота дискретизациименее 300 МГц) составляет от 10 до 16 бит, что, с учетом ошибок, которые будутописаны в разделе 1.3, дает возможность реализации фазового дискрета вплоть до0,352° и амплитудного дискрета 0,471 дБ (10 разрядов – фаза, 5 разрядов амплитуда).

Потери СВЧ мощности в КМ не зависят от требуемой разрядности ив диапазоне от 1 от 40 ГГц составляют около 6 – 8 дБ.С помощью КМ возможно одновременное управление фазовым иамплитудным распределением в решетке. Изменение фазы выходного СВЧколебания осуществляется путем изменения амплитуд I/Q сигналов привыполнении следующего условия:32ඥ‫ ܫ‬ଶ ሺ‫ݐ‬ሻ ൅ ܳଶ ሺ‫ݐ‬ሻ ൌ ‫ܣ‬,(1.6)где ‫ܫ‬ሺ‫ݐ‬ሻ – ампилтуда синфазного сигнала, В;ܳሺ‫ݐ‬ሻ – ампилтуда квадратурного сигнала, В;‫ – ܣ‬требуемая амплитуда сигнала на выходе КМ, В.Множество возможных состояний выходного колебания КМ удобнопредставлять в полярной системе координат в виде диаграммы состояний, осикоторой являются проекциями нормированных амплитуд сигналов I и Q каналов.Для случая управления фазовым распределением с фазовым дискретом ο߮ ൌͳͳǡʹͷιдиаграмма состояний выходного колебания КМ показана на рисунке 1.12.Все возможные состояния выходного СВЧ сигнала в этом случае равномернораспределены по окружности единичного радиуса.Q(t) - aMn.nuTy,qaKBaflpaiypHoroKaHana+1BQ( t ),sA =1+*-1B*.cp~l( t)t l(t) -•**-1Br+1BaMnnmyflaCMH4)a3 HOrOKaHana*mРисунок 1.12 – Диаграмма состояний КМ для фазового дискрета ο߮ ൌ ͳͳǡʹͷιУправлениеамплитуднымраспределениемосуществляетсяпутемизменения амплитуд синфазного и квадратурного канала на одинаковуювеличину.

Выполнение условия (1.6) при этом не ведет к изменению фазывыходного СВЧ колебания. Диаграмма состояний КМ для фазового дискретаο߮ ൌ ͳͳǡʹͷι и амплитудного дискрета οߙ ൌ Ͳǡͳʹͷ показана на рисунке 1.13.33AQ(t ) - aMnnmyflaKBaapaTypHoroKaHana•-1 B>+1B4'--*-•.V*\A<=1i t l i s t? jV ;V U.; • . ••N-v •.* .;1B>l(t ) - aMnjimyqaCMH0a 3HOrOKaHana- 1BРисунок 1.13 – Диаграмма состояний КМ для фазового дискрета ο߮ ൌ ͳͳǡʹͷι иамплитудного дискрета οߙ ൌ ͲǡͳʹͷДля одновременного управления амплитудным и фазовым распределениемЦАР синфазный и квадратурный сигналы должны формироваться в соответствиисо следующими выражениями:‫ܫ‬௜ ሺ‫ݐ‬ሻ ൌ ‫ܭ ்ܧ‬ఈ೔ ߙ௜ ሺ–ሻ•‹ሺ߮௜ ሺ‫ݐ‬ሻ ൅ ߮௄೔ ሻ,(1.7)ܳ௜ ሺ‫ݐ‬ሻ ൌ ‫ܭ ்ܧ‬ఈ೔ ߙ௜ ሺ–ሻ…‘•ሺ߮௜ ሺ‫ݐ‬ሻ ൅ ߮௄೔ ሻ,(1.8)где ߮௜ – требуемое значение фазы выходного СВЧ колебания, рад;ߙ௜ – требуемое значение амплитуды выходного СВЧ колебания;‫ – ்ܧ‬значение амплитуды выходного напряжения ЦАП, В;‫ܭ‬ఈ೔ ǡ ߮௄೔ – амплитудный и фазовый коэффициенты коррекции соответственно.Каждому значению амплитуды и фазы выходного СВЧ колебаниясоответствуютсвоикоэффициентыкоррекции, определяемыенастадиииспытаний и в ходе проведения штатной калибровки передающего тракта модуляЦАР.Кроме амплитудной и фазовой модуляции, КМ позволяет осуществитьлинейную(ЛЧМ)инелинейнуючастотнуюмодуляцию.Дляслучаяформирования ЛЧМ сигнала на выходе КМ, сигналы синфазного и квадратурногоканалов с учетом выражений (1.7) и (1.8) записываются следующим образом:34௕‫ܫ‬௜ ሺ‫ݐ‬ሻ ൌ ‫ܭ ்ܧ‬ఈ೔ ߙ௜ ሺ–ሻ•‹ሺ߮௜ ሺ‫ݐ‬ሻ ൅ ߮௄೔ ൅ ʹߨ ‫ ݐ‬ଶ ሻ,(1.9)ଶ௕ܳ௜ ሺ‫ݐ‬ሻ ൌ ‫ܭ ்ܧ‬ఈ೔ ߙ௜ ሺ–ሻ…‘•ሺ߮௜ ሺ‫ݐ‬ሻ ൅ ߮௄೔ ൅ ʹߨ ‫ ݐ‬ଶ ሻ,где ο݂ – девиация частота, Гц;ܾൌ(1.10)ଶο݂ǡܶ௖(1.11)ܶ௖ - длительность ЛЧМ сигнала, с.Выводы1.Разработка перспективных многофункциональных бортовых РЛС являетсякомплексной задачей, требующей изменения не только методов обработкисигнала, но и в целом структуры антенной решетки.2.Для увеличения динамического диапазона приёмного тракта модуля ЦАРнеобходимоиспользоватьаналого-цифровоепреобразованиенепосредственно на несущей.

Разрядность АЦП при этом должнасоставлять не менее 10 для решения задач бортовых РЛС.3.Использованиеквадратурногомодуляторавкачествеустройствауправления амплитудно-фазовым распределением в ЦАР позволяетуменьшить реализуемый фазовый дискрет (до 10 разрядов), а также потерив СВЧ тракте ППМ на 2 – 3 дБ.4.Наиболее подходящей для реализации всех достоинств бортовой ЦАР(адаптивность, цифровое формирование ДН) является структура модуля, вкоторую входит АЦП, ЦАП и КМ в качестве устройства управленияамплитудно-фазовым распределением.352.Приёмопередающий модуль цифровой антенной решеткиАнтенные решетки бортовых РЭС, реализующие принцип ЦДО, являютсяв настоящее время одним из приоритетных направлений в развитии антеннойтехники [34, 35].

Формирование диаграммы направленности на прием в такихрешетках осуществляется в цифровом виде после двойного понижения частоты ианалого-цифровогопреобразованиявприёмномтракте,чтоуменьшаетдинамический диапазон системы, вносит дополнительные амплитудно-фазовыеошибки, увеличивает габариты приёмного тракта.Поскольку общее количество ППМ ЦАР может составлять несколькотысяч, то проблема разводки сигнала от СВЧ генератора несущей ко входампередающих каналов ППМ, снятие и обработка сигнала с выходов приемныхканалов ППМ очень сложна.

Кроме того, существенной задачей является отводтепла от активных приборов в условиях компактного размещения модулей.Традиционная структура ЦАР представлена на рисунке 2.1.В последнее время появились публикации с примерами структур ЦАР, вкоторых отсутствует СВЧ распределительная система. В работе [8] предлагаетсяиспользовать в качестве источника СВЧ сигнала ЦАП, входящий в состав ППМ.Известны также патенты, в которых предлагается антенная решетка, в составкаждого ППМ которой входит прямой цифровой синтезатор частотыисинхросигналов (ССЧ) [36-38]. В таких ССЧ формирование требуемыхпараметров сигнала (частота, фаза, амплитуда) осуществляется цифровымиметодами с последующим цифро-аналоговым преобразованием и фильтрациейширокополосного шума ЦАП.Для получения на выходе ЦАП синусоидального СВЧ колебания на еговход необходимо подать последовательность отсчетов функции sin, следующих счастотой дискретизации.

Частота дискретизации ЦАП в этом случае по теоремеКотельникова должна быть как минимум в 2 раза больше максимальной частоты вспектре выходного СВЧ сигнала.36Moflynb uncjDpoBoroynpaBnem/iflL4 MC)3P0B0McumanbHbiM+27V*MCTOMHMKnpopeccopBTOpHHHOrOnMTaHRHni k->AHTeHHanCBM\ 0,!|/ m,IX044-peiueTKaV->nnM4-CBMBXO -l/ BblXO.I>YCBHYCHJIHTeCB4bMOUXHOCTHieHcpaiopHecymeiiJpacnpeflenuTenbHafiCMCTeMa( KoaKCua /ibHaa ,AJBOHHOBOflHaa ,nonocKOBaa ,onTHHecKaa )4nnM4-CBMBxoa/BbixoaРисунок 2.1 – Структурная схема традиционной ЦАРyIr:37Закон изменения sin от времени сложен и цифровыми методами просто нереализуется.

Поэтому в прямых цифровых ССЧ используется табличный методформированияотсчетов,которыйреализуетсявстроеннойвПЗУперекодировочной таблицей (Look Up Table). Входными данными для ПЗУявляются аргументы функции sin (фаза колебания), а выходными – её модуль(мгновенное значение амплитуды).Обеспечение когерентности сигналов таких ППМ возможно лишь приоченьмаломджиттереопорногосигналаЦАП(долипс),чтодлявысокоскоростных цифровых сигналов является задачей едва ли не болеетрудной, чем разводка СВЧ колебания.

Уровень побочных составляющих СВЧсигнала на выходе ЦАП значительно больше, чем при использовании другихметодов частотного синтеза, так же как и уровень фазовых шумов [46, 47]. К томуже, уровень потребляемой мощности ЦАП существенно возрастает с увеличениемчастоты дискретизации (например для 2 – 2,5 ГГц потребляемая мощностьсоставляет около 1 Вт [19, 27]).