Тема 1 (Лекции в электронном виде), страница 4

Рис. 5

При этом для обеспечения неизменности относительной ошибки измерения частоты во всем рабочем диапазоне коэффициенты K_f частотного перекрытия каналов должны быть равны.

Многоканальные приемники применяются преимущественно для мгновенного обнаружения источников импульсных сигналов, но обладают потенциальными возможностями и для анализа непрерывных сигналов.

Недостатки: большой объем, вес и энергопотребление приемника при перекрытии широкого диапазона частот, высокая стоимость.

Матричный приемник имеет одну антенну и nхm приемников супергетеродинного типа, где n – число столбцов (ступеней), в каждом из которых m строк (рис.6). В каждой из ступеней ширина полосы пропускания приемников постоянна, но сужается с увеличением номера ступени (рис. 7). Таким образом, обеспечивается последовательное уточнение частоты.

Сигналы, принятые антенной, поступают к входным m фильтрам Ф₁₁ ... Ф_1m 1-го столбца приемников с полосой пропускания Df₁. Частоты f_1i настройки фильтров сдвинуты одна относительно другой на полосу пропускания. За счет этого весь диапазон Df_Р разведки разбивается на m равных частей Df_Р = m х Df₁ (рис. 7).

Рис. 6

Рис. 7

Сигналы, прошедшие через любой из фильтров, преобразуются гетеродинами первого столбца в сигналы первой промежуточной частоты, которые подводятся к первому усилителю УПЧ1, имеющему полосу пропускания Df_ПР1 = Df₁. Если принятый сигнал частотой f_C проходит через фильтр Ф_1i, то после преобразования гетеродином Г_1i частота сигнала будет лежать в пределах

f_ПР1 - Df_ПР1/2  f_С - f_Г1i  f_ПР1 + Df_ПР1/2.

Фильтры второго столбца приемников имеют полосу пропускания Df₂ и делят уже полосу Df_ПР1 частот также в m раз, т.е.

Df₂ = Df_ПР1/m = Df_Р/m².

Сигнал, прошедший через любой фильтр Ф_2i преобразуется гетеродином Г_2i по частоте и поступает во второй УПЧ, имеющий полосу пропускания Df_ПР2 = Df₂. С выхода УПЧ2 сигнал поступает на m каналов следующего столбца с полосами пропускания Df₃, т.е.

Df₃ = Df_ПР2/m = Df_Р/m³,

и так до последнего столбца приемников.

Рассмотренные частотные преобразования иллюстрируются графиками на рис. 7 для случая m=3, где , – АЧХ фильтров 1-3 столбцов.

Точность измерения и разрешающая способность по частоте определяются полосой пропускания фильтров последнего столбца. Если, например, сигнал проходит через Ф_1i, Ф_2j и Ф_3k, то измеренная частота определяется как

f_{C изм} = f_min + (i – 1)Df₁ + (j – 1)Df₂ + (k – 1)Df₃ + Df₃/2 =

= f_min + (i – 1)Df_Р/m + (j – 1) Df_Р/m² + (k – 1) Df_Р/m³ + Df_Р/2m³ =

= f_min + Df_Р/m[(i – 1) + (j – 1)/m + (k – 1)/m²+ 0,5m²].

Прохождение сигнала через тот или иной фильтр может фиксироваться с помощью индикаторной цепи, включающей амплитудный детектор, усилитель и сигнальное устройство (например, неоновую лампочку).

Достоинства: более высокие, по сравнению с многоканальным приемником, точность измерения и разрешающая способность по частоте и меньшие аппаратурные затраты.

Недостатки: неоднозначность отсчета частоты при одновременном приеме двух и более сигналов; большее время разведки по сравнению с многоканальным приемником.

Функциональными измерителями несущей частоты принято называть измерители, выходное напряжение которых зависит от частоты приходящего сигнала. Принципы построения их различны, однако все они подключаются к выходному ВЧ каскаду приемника.

Интерференционный измеритель работает на основе известной зависимости сдвига фаз колебаний от их частоты и пройденного пути. Для получения сдвига фаз в интерференционном измерителе используется волновод специальной конструкции, пример которого показан в структурной схеме измерителя на рис. 8.

Рис. 8

В сечении А-А волновода сигнал может быть записан как . В сечении Б-Б из-за разных путей прохождения будет иметь место сумма двух колебаний

+ ,

e_ББ (t) = Е₀ cos_C (Dl/2V) cos(_Ct -Y₁),

где Y₁ =w_С Dl/2V + w_С l/V; V – скорость распространения электромагнитной энергии в волноводном тракте.

Из этих выражений следует, что амплитуда результирующих колебаний в сечении Б-Б зависит от частоты сигнала. Тогда напряжение на нагрузке детектора , пропорциональное амплитуде результирующего поля в сечении волновода Б-Б, будет равно

u_{Д вых} = к_Д U_m cos (_С Dl / 2V).

Так как u_{Д вых} представляет многозначную функцию частоты, то при выборе ширины полосы пропускания и частоты настройки входного фильтра интерференционного измерителя стремятся не только перекрыть определенный диапазон частот, но и исключить неоднозначность в отсчете при измерении. При этом ширина диапазона разведываемых частот определяется соотношением Df_Р =V/4Dl.

Изменяя величину разности длин прямого и ответвленного участка волновода, можно изменять ширину Df_Р. Для исключения зависимости значения напряжения u_{Д вых} от амплитуды U_m, которая пропорциональна Е₀, его нормируют u_вых = u_{Д вых(Б-Б)} / u_{Д вых(А-А)}.

Достоинство: возможность практически мгновенного измерения частоты сигнала во всем диапазоне разведки.

Основные недостатки: отсутствие разрешения по частоте в диапазоне разведки (невозможность измерения при одновременном приходе двух и более сигналов), ухудшение точности измерений с расширением Df_Р. Высокой точности измерений в широком диапазоне частот добиваются применением нескольких измерителей с различными значениями Dl.

Корреляционный измеритель работает на основе зависимости значения автокорреляционной функции сигнала от его частоты:

К(t, t-t) = φ(f_С).

Структурная схема приемника с корреляционным измерителем показана на рис. 9. Можно показать, что после прохождения низкочастотного фильтра сигнал будет описываться выражением

u₄ = K₃ K₄ U²_m cos(w_С t_зад)/2,

где K₃, K₄ – коэффициенты передачи умножителя и НЧ фильтра соответственно; U_т, w_C, j₀ = w_С t_зад – амплитуда, частота и начальная фаза принятого сигнала; t_зад – время задержки сигнала в линии задержки.

Из выражения следует, что значение автокорреляционной функции периодического процесса при фиксированном t_зад зависит от амплитуды и частоты исходного процесса. Для исключения зависимости напряжения u₄

Рис. 9

от амплитуды U_т сигнала в схему вводится дополнительный канал с квадратичным детектором, выходное напряжение которого равно u₅ = K₅U²_m , где K₅ – коэффициент передачи квадратичного детектора.

В индикаторе вычисляется отношение напряжений u₄ и u₅, представляющее функцию только измеряемой частоты u₄ /u₅ = K cos(w_С t_зад), где K= K₃ K₄ /K₅.

Для исключения дополнительного канала можно применять регулируемую линию задержки и, изменяя t_зад, добиваться u₄ =0.

При корреляционном способе, как и при интерференционном, однозначное измерение частоты возможно в пределах октавы. Недостатки корреляционного способа такие же, как у интерференционного.

Частотные дискриминаторы измеряют несущую частоту путем преобразования ее отклонения от заданного значения в напряжение, пропорциональное величине и знаку этого отклонения. Приемники с частотными дискриминаторами позволяют определять частоту в широком диапазоне с относительно высокой точностью.

1. Запоминание и восстановление несущей частоты РЭС.

Задача запоминания и воспроизведения несущей частоты разведываемых РЭС в станциях РТР и бортовых комплексах обороны решается посредством аналоговых и цифровых устройств запоминания и воспроизведения сигналов (УЗВС). Аналоговые устройства запоминания подразделяют на устройства долговременного (ДЗЧ) и кратковременного (КЗЧ) запоминания частоты.

Устройства ДЗЧ реализуются с использованием многоканального или матричного приемника, а также схемы АПЧ. Запоминание с помощью схемы автоподстройки частоты генератора осуществляется путем сравнения частоты принятого сигнала с частотой гетеродина и изменении последней под воздействием напряжения, пропорционального разности сравниваемых частот.

К устройствам КЗЧ относится управляемый рециркулятор, структурная схема которого показана на рис. 1.

Рис. 1

Чтобы в рециркуляторе возникли и поддерживались незатухающие колебания, необходимо выполнение двух условий:

1) баланс амплитуд К_УВЧ К_ЛЗ ³ 1;

2) баланс фаз Y_УВЧ +Y_ЛЗ = .

По окончании входного импульса колебания будут существовать на запомненной частоте f_С в течении некоторого времени, длительность которого в подобной системе не может быть большой. Любые флюктуации напряжений питания приводят к нарушению фазовых соотношений в существующих колебаниях и переходу на другую частоту, для которой выполняются лучшие энергетические соотношения.

В цифровых УЗВС применяются следующие способы обработки разведываемых сигналов:

- формирование цифрового образа радиосигнала (запоминание последовательности дискретизированных по времени и квантованных по уровню отсчетов мгновенных значений радиосигнала s_С(t)) и воспроизведение по нему (при необходимости) оригинала;