work_text (СВЧ тракт приёма земной станции спутниковой системы связи), страница 7

В системе S'-параметров транзистор в виде эквивалентно­го четырёхполюсника включается в общем случае на стыке двух линий передачи, не согласован­ных с генератором (источником сигнала) и нагрузкой (рис. 4.2). Входная подводящая линия трансформирует сопротивление ге­нератора Z_Г в сопротивление Z₁ в плоскости входных клемм че­тырёхполюсника, а выходная

Рис. 4.2. К определению S' – параметров транзистора

Четырёхполюсник в рассогласованной линии передачи

подводящая линия – сопротивле­ние нагрузки Z_H в сопротивление Z₂ в плоскости его выходных клемм. Транзистор при этом нагружен на сопротивления Z₁ и Z₂, в общем случае комплексные. Падающие a_i и отраженные b_i волны мощности на входе (i=l) и выходе (i=2) четырёхпо­люсника связаны между собой матрицей рассеяния волн мощ­ности

где

(i=1, 2);

– комплексные амплитуды напряжений и токов на входе и выходе четырёхполюсника;

– комплексные сопротивления генератора (i=1) и нагрузки (i =2) в плоскости входных и выходных клемм четырёхполюсника соответственно;

- коэффициенты отражения от входа и выхода четырёхполюсника при согласовании его на выходе (а₂=0) и входе (а₁=0) соответственно;

- коэффициенты прямой и обратной передачи, определённые при тех же условиях.

Комплексные величины a_i и b_i принято называть волнами мощности, хотя они имеют размерность корня квадратного из мощности. Отношения этих величин, т. е. S'-параметры, не име­ют ясного физического смысла. Однако введение волн а_i, b_i, a также матрицы рассеяния S' целесообразно по следующим при­чинам. Во-первых, квадраты модулей а_i, b_i действительно явля­ются падающими и отражёнными волнами мощности, а их отно­шения — коэффициентами передачи и отражения мощности. Во-вторых, при равенстве сопротивлений Z_i волновому сопротивлению Z₀ S^'-параметры сводятся к S-параметрам.

S^'-параметры транзистора не могут быть измерены непосредственно, а могут быть расчитаны с помощью S-параметров.

4.3. Расчёт маломощных усилителей на транзисторах

Расчём МШУ проведём по методике, изложенной в работе [7].

Расчёт включает следующие этапы:

1. выбор транзистора;

2. выбор схемы включения транзистора;

3. выбор режима работы транзистора;

4. выбор числа каскадов, расчёт согласующих трансформаторов и цепей обратной связи;

5. выбор схемы питания;

6. составление электрической схемы;

7. составление топологической схемы;

8. анализ на ЭВМ топологической схемы с подключёнными транзисторами;

9. оптимизация на ЭВМ параметров согласующих цепей;

Рассмотрим каждый этап расчёта подробнее.

4.3.1. Выбор типа транзистора

В качестве транзистора выберем полевой транзистор с барьером Шоттки (ПТШ) N76038а японской фирмы NEC , который по сравнению с биполярным транзистором обеспечивает более низкий уровень шумов в рабочем диапазоне частот.

4.3.2. Выбор схемы включения транзистора

Для полевого транзистора используется схема с общим истоком (ОИ), об­щим затвором (ОЗ) и общим стоком (ОС). У схемы с ОИ лучшие усилительные свойства и хорошая устойчивость, но иногда для согласования с генератором при­меняют схему с ОЗ, а для согласования с нагрузкой - схему с ОС. Это связано с тем что при небольших значениях сопротивления нагрузки и на низких частотах входное сопротивление схемы с ОЗ и выходное сопротивление для схемы с ОС имеют небольшую реактив­ную составляющую и близки к ( – крутизна тран-зистора). Недостаток этих двух схем в том, что они обладают малой устойчивостью и боль­шим выходным (ОЗ) или входным (ОС) сопротивлением.

4.3.3. Выбор режима работы транзистора

Параметры ПТШ в значительной степени зависят от питающих напряжений. Различают режимы, оптимальный по шуму и оптимальный по усилению мощности. Например, при напряжении В транзистор имеет максимальное усиление при токе мА, минимум меры шума при токе 30 мА, минимум коэф­фициента шума при токе 17 мА. Комплекс­ные коэффициенты отражения нагруз­ки и источника сигнала, при которых реализуются максимальное усиление и минимальный шум, различные. Схема однокаскадного транзисторного усилителя согласующими цепями, нагрузкой и генератором показана на рис. 4.3.

Рис. 4.3. Структурная схема однокаскадного усилителя

Транзисторный усилитель СВЧ может обеспечить заданные электрические характеристики в том случае, если транзистор правильно нагружен, т. е. если сопротивления источника сигнала и нагрузки в плоскости транзистора имеют вполне определённые значения. Сопротивления же реальных источника сигнала и нагрузки, как правило, равны 50 Ом, поэтому усилитель должен включать в себя согласующие цепи, осуществляющие трансформацию соп­ротивлений. В соответствии со структурной схемой усилителя, изображённой на рис. 4.3. СЦ₁ и СЦ₂ – согласующие цепи на входе и выходе уси­лителя, причём СЦ₁ трансформирует сопротив-ление реального источника сигнала Z_Г=Z₀ в сопротивление Z₁ в плоскости тран­зистора, а СЦ₂ трансформирует Z_H=Z₀ в Z₂.

Структурная схема усилителя, представленная на рис.4.3 является простейшей. При необходимости она может быть дополнена другими цепями, например осуществляющими выравни­вание амплитудно-частотной характеристики усилителя (при широкой полосе пропускания).

При расчёте транзисторного усилителя СВЧ следует обра­щать внимание на обеспечение его устойчивости. Устойчивость усилителя определяется S-параметрами транзистора и сопротив­лениями, на которые он нагружен. На сравнительно низких час­тотах транзистор обладает выраженными невзаимными свойст­вами и усилитель на таком приборе работает устойчиво.

В диа­пазоне СВЧ транзистор в значительной степени утрачивает свойство невзаимности из-за наличия паразитных обратных свя­зей (как внутренней, так и внешних), поэтому при некоторых сопротивлениях источника сигнала и нагрузки в плоскости тран­зистора усилитель может возбудиться.

Самовозбуждение усилителя возможно лишь в случае, когда резистивная составляющая входного и (или) выходного сопротив­ления транзистора становится отрицательной. Отрицательному резистивному сопротивлению соответствует коэффициент отраже­ния, модуль которого больше единицы. Так, если отрицательной является резистивная составляющая входного сопротивления тран­зистора, то |S'₁₁|>1, а если выходного, то |S'₂₂|>1. Входное сопротивление транзистора зависит от сопротивления его выход­ной нагрузки, а выходное — от сопротивления входной.

Усилитель считается безусловно устойчивым в заданном диапазоне частот, если он не возбуждается в этом диапазоне при любых сопротивлениях пассивных внешних нагрузок (Z₁ и Z₂ на рис. 4.3). Если существуют нагрузки, спо­собные привести усилитель к самовозбуждению, то он является условно устойчивым (т.е либо потенциально устойчивым, либо потен­циально неустойчивым, т.е работающим на строго определённую нагрузку и если нагрузка из-за производственного разброса геометрических размеров, характеристик компонентов или изменении условий эксплуатации изменяется, то усилитель может возбудиться). В безусловно устойчивом усилителе резистивные составляющие входного и выходного сопротивлений транзистора должны оставаться положительными при любых нагрузочных сопротивлениях Z₁ и Z₂ соответственно, если резистив­ные составляющие последних также положительны. Это можно представить в виде |S'₁₁|<1 при |Г₂|<1; |S'₂₂|<1 при |Г₁|

Можно показать, что для безусловной устойчивости усилителя необходимо и достаточно выполнение следующих соотношений:

(4.1)

где .

Последнее неравенство (4.1) принято записывать в виде, где параметр

называется коэффициентом устойчивости (отметим, что К-инвариантный коэффициент устойчивости, поскольку не зависит от системы матричных параметров, в которой он определяется). Условие К>1, являющееся необходимым, но недостаточным условием безусловной устойчивости усилителя, означает, что возможно одновременное комплексно-сопряжённое согласование на входе и выходе транзистора. При К<1 транзистор можно согласовать только с одной стороны. Случай К=1 является пре­дельным, когда двустороннее согласование возможно.

Условия безусловной устойчивости иногда записывают в виде:

, , (4.2)

. (4.3)

Нарушение любого из неравенств (4.2) делает усилитель потенциально неустойчивым, т.е при определённых сопротивлениях источника сигнала или нагрузки он может возбудится. Поэтому целесообразно строить усилители безусловно устойчивые, т.е устойчиво работающие при любой нагрузке.

4.3.4. Расчёт согласующих трансформаторов

Расчёт согласующих трансформаторов (входного, межкаскадных, выходного) ведётся для каждого каскада отдельно. Для максимальной передачи мощности сопряжённо согласуется выходной импеданс предыдущего транзистора (или вход­ного генератора) с входным импедансом последующего транзитора или нагрузки. Если есть запас по усилению у транзисторов, то можно каждый каскад согласовы­вать по входу и выходу на 50 Ом, что упрощает изготовление усилителя, так как все каскады одинаковые.

По-видимому, для малошумящего каскада наиболее независимой от производственного разброса параметров транзисторов и пассивной ча­сти усилителя является схема, в которой выход­ное комплексное сопротивление (проводимость) источника сигнала трансформируется в сопря­жённое, оптимальное для данного транзистора в данном режиме комплексное сопротивление, обеспечивающее минимум коэффициента шума в полосе рабочих частот.

Выход и вход транзистора согласуется с нарузками в полосе рабочих частот с учетом из­вестного ограничения Фано, который показал, что коэффициент передачи и ширина частотной полосы взаимосвязаны, если нагрузка имеет ре­активную составляющую. Естественно, что комплексно-сопряжённое согласование возможно только на одной частоте. Поэто­му широкополосные согласующие цепи имеют свойства фильтров, а для фильт­ров характерны зависимости между частотной полосой, крутизной скатов, потеря­ми в полосе пропускания и КСВ входов.

Для расчёта трансформаторов следует в первую очередь выбрать его струк­туру. Для узкополосных ( ) усилителей можно рекомендовать Т-образ­ную структуру (рис.4.4), так

как параллельный шлейф, закороченный через кон­денсатор на землю, удобно использовать для подачи напряжения смещения на транзистор. Для широкополосного усилителя ( ) применяют многозвенную цепь, например трёхрезонаторную (рис.4.5).

Рис. 4.4. Структура Т-образного согласующего трансформатора для узкополосных усилителей.

Рис. 4.5. Схема согласующего трансформатора для широкополосных усилителей:

1,5 – импедансный инвертор; 2,4 – четвертьволновые резонаторы; 3 – адмитансный инвертор; 6 – индуктив-

ность последовательного контура; 7-эквивалент входной цепи транзистора

Порядок расчёта каскада следующий :

1. Определяют в заданном частотном диапазоне комплексное сопротивление входной или выходной цепи транзистора и аппроксимируют его в полосе частот простой цепью. Если вещественная часть сопротивления более постоянная, чем вещественная часть проводимости, то нагрузку лучше представить в виде последовательной RLС - цепи. Если более постоянная вещественная часть проводимости, то нагрузку лучше представить в виде параллельной RLC-цепи.

2. При последовательной цепи нагрузки к ней последовательно подключают реактивный элемент так, чтобы получить в ней последовательный резонанс на средней частоте диапазона , например, индуктивность в схеме на рис. 4.5, величину которой определяют по формуле :

, Гн ,

где – ёмкость входа транзистора.

При аппроксимации входа транзистора последовательным соединением ёмкос­ти и резистивного сопротивления или параллельным соединением индуктивности и резистивной проводимости можно получить согласование фильтром верхних частот, при этом декремент (который используется для определения значений элементов фильтра-прототипа нижних частот) :

,

где ; ; и – нижняя и верхняя граничные частоты полосы.

Для получения лучшего согласования реактивный элемент, подключаемый к нагрузке, должен быть более сосредоточенным и располагаться как можно бли­же к нагрузке. Если размеры реактивного элемента достигают четверти волны и более или он расположен на значительном расстоянии от нагрузки, то увеличива­ется добротность резонансной нагрузки и сужается полоса согласования. Число резонаторов схемы согласования п < 4, при увеличении их числа растут потери в схеме согласования. Например цепь с единичным резонатором (п = 1), состоящая из по­следовательно включенной индуктивности L₁ и полного сопротивления инвертора K₁₂ при С_вх = 0,57 пФ и R_вх = 21 Ом, имеет ширину полосы согласования 8,9... 11,1 ГГц при f₀ = 10 ГГц . Цепь ФНЧ - прототипа нижних частот с двумя ре­активными элементами (п = 2) можно полу-чить, если добавить один четвертьвол­новой резонатор к резонатору, образованному нагрузкой. Цепь с двумя дополни­тельными четвертьволновьми резонаторами (п = 3) расширяет полосу ( = 6...14 ГГц). Применение в схеме попеременно импедансных и адмитансных ин­верторов позволяет использовать последовательные четвертьволновые резонаторы, которые очень легко реализовать в микроэлектронном исполнении в виде отрезка линии. Для чебышевской аппроксимации АЧХ схема согласования получается в 1,52 раза меньше по габаритным размерам, чем при аппроксимации максималь­но плоской функцией.

Зависимость элементов (нормированных проводимостей) чебышевских со­гласующих цепей от декремента построена на рис. 4.6.

Параметры схемы согласования (рис. 4.5):

; ; ;

,

Рис. 4.6. Зависимость элементов чебышевских согласующих цепей от декремента при ; : а – для п = 1; б – для п = 2; в – для п = 3

где – волновое сопротивление линии передачи между инверторами.

Для перехода к топологической схеме используют формулы:

; ; (при );

; ,

где – длина волны в линии на частоте ; – волновое сопротивление используемой линии передачи.

Для получения равномерного усиления в полосе частот применяют простой способ согласования, при котором коэффициент передачи схемы согласования на верхней рабочей частоте диапазона максимальный, а затем уменьшается с определённой скоростью. Выходную цепь транзистора можно представить в виде параллельного сопротивления и ёмкости . Так как транзистор имеет минимальное усиление на верхней частоте диапазона f_в и усиление его растёт при уменьшении частоты со скоростью дБ/октаву, то выходную цепь следует выполнять так, чтобы она имела максимальный коэффициент передачи по мощности на частоте f_в, т.е комплексное сопротивление должно трансформироваться в комплексно-сопряжённое сопротивление нагрузки, а с уменьшением частоты коэффициент передачи должен падать со скоростью дБ/октаву.

Такое согласование на практике удобно выполнять по схеме на рис.4.7, при этом параллельное соединение r^’ и x^’ пересчитывают в последовательное по следующим формулам:

.

Рис 4.7. Эквивалентная схема выходного трансформатора

После этого необходимо скомпенсировать выходную ёмкость на верхней частоте рабочего диапазона с помощью последовательной индуктивности L₁, которую выполняют в виде центрального проводника МПЛ или в виде тонкой проволоки, или вывода транзистора:

или ;

Затем между выходом индуктивности и нагрузкой включают четвертьволновый трансформатор для верхней частоты рабочего диапазона с волновым сопротивлением . Для создания требующегося перекоса АЧХ согласующей цепи в точку соединения индуктивности L₁ и трансформатора параллельно включают резистивное сопротивление , которое закорочено на землю микрополосковой линией l₂. Эта длина равна четверти длины волны в линии на верхней частоте, благодаря чему сопротивление на этой частоте изолировано от заземлённой стороны платы и не поглощает мощность.

4.3.5. Выбор схемы питания

Питание ПТШ осуществляется двумя способами: с использо­ванием двухполярного источника напряжения и однополярного – с автосмещением транзистора. Цепь автосмещения R и С является, в последнем случае, цепью отрицательной обратной связи по постоянному току, стабилизирующей параметры ТрУ. Потери шунтирующих конденсаторов ухудшают параметры усили­тельного каскада, особенно с повышением частоты. Учитывая это, в качестве схемы питания выбираем схему питания с двухполярным источником напряжения, который раздельно питает цепь затвора и цепь стока ПТШ.

4.4. Расчёт транзисторного МШУ

Расчитаем малошумящий усилитель на выбранном ПТШ со следующими требованиями, предъявляемые к нему исходя из энергетического расчёта радиолинии и распределения усиления по трактам приёмника:

- рабочая полоса частот усилителя: МГц ;

- средняя частота полосы частот: МГц ;

- коэффициент шума усилителя: дБ ;

- требуемый коэффициент усиления: дБ ;

- конструкция: гибридно-интегральная.

Расчёт будет производится с использованием на ЭВМ пакета прикладных программ моделирования СВЧ схем Microwave Office 4.02.

Линейные параметры транзистора N76038a представлены в таблицах № 4.1 и 4.2.

Таблица №4.1 Система S-параметров транзистора

Таблица № 4.2 Значения коэффициента шума транзистора

Зададимся для первого каскада следующим режимом работы: В; В; мА.

Используя ЭВМ проверяем выполнение условия устойчивости усиления в рабочем диапазоне частот. График коэффициента устойчивости К показан на рис. 4.8.

Как видно из графика на рис.4.8 коэффициент устойчивости К меньше единицы, т.е транзистор является неустойчивым.

Возможны следующие варианты повышения устойчивости с использованием резистивной нагрузки, включенной во входную или выходную цепь (рис 4.9).

В данном случае выберем схему, изображённую на рис 4.9,в, так как для выбранного транзистора эта схема обеспечивает наименьший уровень шума по сравнению с другими схемами при выполнении условий безусловно устойчивой работы. Номинал резистора подбирается с помощью ЭВМ и в данном случае равен R₁ = 40 Ом. График коэффициента устойчивости после стабилизации транзистора показан на рис. 4.10. Как видно из этого

Рис. 4.8. Зависимость коэффициента устойчивости К от частоты

графика условия безусловной устойчивости в диапазоне рабочих частот

,

выполняются, т.е теперь транзистор является безусловно устойчивым.

При этом в схеме с общим истоком на частотах МГц коэффициент шума и усиления соответственно равны: дБ; дБ.

Рис. 4.9. Варианты резистивной нагрузки транзистора для повышения коэффициента устойчивости

Рис 4.10. Зависимость коэффициента устойчивости К и вспомогательного коэффициента от частоты

Коэффициент шума всего усилителя на верхней частоте диапазона без учёта потерь в схемах согласования и возможного изменения режима работы транзисторов в последующих каскадах:

; G_A = ;

или дБ

Требуемое число каскадов усиления:

где – требуемый коэффициент усиления МШУ;

– максимальный коэффициент усиления МШУ на верхней частоте рабочего диапазона.

.

Значение входной проводимости транзистора на частоте МГц составляет:

См

Эта проводимость соответствует параллельному соединению резистивной g_вх и реактивной b_вх проводимостей. Так как реактивная составляющая входной проводимости имеет положительный знак, то она носит ёмкостной характер. Для ПТШ N76038а резистивная проводимость g_вх будет более плавно зависеть от частоты, чем реактивная проводимость b_вх. Поэтому входное сопротивление представим в виде последовательной RC цепи (рис 4.11).

; ; ;

См²;

Ом;

Ом;

; пФ.

Рис 4.11. Преобразование паралельного соединения элементов входного сопротивления в последова-тельное соединение

Для согласования усилителя по входу с сопротивлением Ом вычислим полосу усилителя и декремент затухания.

Полоса частот усилителя:

; или 15,4%

Значение декремента затухания:

;

Так как , то усилитель является широкополосным. В качестве согла-сующего звена на входе усилителя используем трёхрезонаторную согласующую цепь (согласующий трансформатор для широкополосных усилителей) изображённую на рис. 4.5.

По графикам, изображённым на рис 4.6 для определяем элементы чебышевских согласующих цепей:

Определяем параметры инверторов схемы согласования входа транзистора для волнового сопротивления подводящей линии Ом:

Ом ;

Ом ;

нГн ;

См ;

См ;

пФ ;

Ом ;

Ом ;

Длина волны в линии составляет:

м,

где - скорость распространения ЭМВ.

мм ( или );

мм ( или );

мм ( или );

мм ( или );

мм ( или )

Для короткозамкнутого шлейфа с волновым сопротивлением Ом:

мм ( или ).

Для компенсации входной ёмкости на центральной частоте требуется индуктивность:

нГн;

Реальная индуктивность на входе транзистора:

нГн.

Длина этой индуктивности при выполнении её в виде МПЛ с волновым сопротивлением Ом составит:

мм ( или ).

Индуктивность шлейфа:

нГн ;

Длина этого шлейфа с волновым сопротивлением Ом составит:

мм ( или );

После подключения элементов входной согласующей цепи получим следующие значения доступного коэффициента усиления и коэффициента шума для одного каскада усилителя, которые изображены на рис.4.12.

Рис. 4.12. Частотная зависимость коэффициента усиления и коэффициента шума для

одного каскада МШУ, согласованного по входу

Велиничина коэффициента усиления в рабочем диапазоне частот равна: =13,5…11,9 дБ, а коэффициента шума =1,03…1,14 дБ.

Наибольшая шумовая температура каскада МШУ в рабочем диапазоне составит:

;

где T₀ = 290 K – cтандартная температура;

- максимальный коэффициент шума усилительного каскада;

К,

что не превышает требуемой температуры МШУ К.

Так как коэффициент усиления с увеличением рабочей частоты уменьшается и неравно-мерность усиления составляет 1,6 дБ, то для выравнивания АЧХ коэффициента усиления выполним согласование транзистора по выходу на верхней частоте диапазона:

МГц.

Выходная проводимость на этой частоте составит:

См

Эта проводимость соответствует параллельному соединению резистивной g_вх и реактивной b_вх проводимостей. Так как реактивная составляющая входной проводимости имеет положи-тельный знак, то она носит ёмкостной характер.

Поэтому выходное сопротивление как и входное сопротивление представим в виде последовательной RC цепи, параметры которой определяются ниже:

; ;

См²;

Ом ; Ом.

Для компенсации выходной ёмкости на частоте необходимо последовательно с ней подключить индуктивность, значение которой определяется из условия последовательного резонанса:

нГн;

Длина этой индуктивности в микрополосковом исполнении с волновым сопротивлением Ом составит:

мм ( или ),

где м – длина волны на верхней частоте рабочего диапазона;

Коэффициент отражения по выходу составит:

;

А коэффициент бегущей волны:

.

Полученное значение КБВ полностью удовлетворяет режиму согласования, поэтому применение четвертьволнового трансформатора для согласования резистивной составляющей выходного сопротивления транзистора с нагрузкой 50 Ом не требуется.

Номинал сопротивления = 103 Ом и волновое сопротивление четвертьволнового трансформатора l₂ , равное Ом подобраны с учётом получения как можно меньшей неравномерности усиления, которая в данном случае составит 0,3 дБ.

Для дальнейшего уменьшения неравномерности усиления а также коэффициента шума с помощью ЭВМ была проведена корректировка параметров элементов входной и выходной согласующих цепей, значения которых приведены в таблице 4.3.

Таблица№4.3 Расчётные и скорректированные значения элементов СЦ.

После корректировки значений параметров согласующих цепей c помощью инструмента Tune программы МicroWave Office 4.02 получаем коэффициент усиления и шума одного каскада, частотные характеристики которых изображены на рис. 4.13.

Рис. 4.13. Частотная зависимость коэффициента усиления и коэффициента шума одного

каскада МШУ, согласованного по входу и выходу

Как видно из АЧХ на рис. 4.13, коэффициент усиления в диапазоне рабочих частот равен = 12 дБ, неравномерность усиления полностью отсутствует, коэффициент шума изменяется в пределах дБ, что соответствует диапазону шумовых температур К.

Принципиальная электрическая схема одного каскада усилителя представлена на рис. 4.14.

Рис. 4.14. Принципиальная электрическая схема одного каскада усилителя

4.5. Составление топологической схемы усилителя

Под топологией подразумевается рисунок пассивной схемы, которая наносится на под-ложку из диэлектрика и на которую монтируют навесные элементы. Расчёт и проектирование топологической структуры гибридной ИМС должны быть направлены на получение оптимальной конструкции схемы, обеспечивающей высокую надёжность при минимальных технологических затратах.

В качестве материала подложки выберем поликор с диэлектрической проницае-мостью . Толщину подложки выберем равной мм, а толщину токонесущего проводника МПЛ выберем равным мм.

На топологической схеме все индуктивности и согласующие трансформаторы выполнены в виде МПЛ с соответствующими значениями волновых сопротивлений и размеров. В качестве материала токонесущего проводника выберем алюминий, который обладает хорошей адгезией к подложке и хорошей электропроводностью.

Расчёт геометрических размеров МПЛ произведён с помощью программы TXLINE 2001, входящей в состав пакета программ моделирования СВЧ схем MicroWave Office 4.02.

Результаты расчёта приведены в таблице 4.4.

Таблица №4.4. Результаты расчёта элементов на МПЛ

Cоединяя каскадно три усилителя, получим частотную характеристику коэффициента усиления и коэффициента шума всего МШУ, изображённую на рис. 4.15.

Рис. 4.15. Частотная зависимость коэффициента усиления и коэффициента шума трёхкаскад-ного МШУ

Как видно из АЧХ на рис. 4.15, коэффициент усиления в диапазоне рабочих частот равен = 36…35,1 дБ, неравномерность усиления составляет 0,9 дБ, коэффициент шума изменяется в пределах дБ, что соответствует диапазону шумовых температур К.

Проведя корректировку длины элементов , , , , в месте соединения каскадов с помощью инструмента Tune программы MicroWave Office 4.02 получим частот-

ную характеристику, изображённую на рис.4.16.

Как видно из АЧХ на рис. 4.16, коэффициент усиления в диапазоне рабочих частот изменяется в пределах = 35,6…35,3 дБ, неравномерность усиления составляет 0,3 дБ, коэффициент шума изменяется в пределах дБ, что соответствует диапазону шумовых температур К.

Таким корректировка межкаскадных связей усилителя привела к уменьшению неравно-мерности коэффициента усиления в рабочем диапазоне частот от 0,9 дБ до 0,3 дБ.

Рис. 4.16. Частотная характеристика коэффициента усиления и коэффициента шума для

трёхкаскадного МШУ

Таким образом можно сказать, что требования, предъявляемые к МШУ по значениям коэффициента шума и коэффициента усиления в рабочем диапазоне частот выполнены, поэтому оптимизация по данным параметрам не требуется.

4.5.1. Резисторы

В качестве резистивных сопротивлений применены тонкоплёночные резисторы прямоугольной формы (рис. 4.16).

Рис. 4.16. Конструкция тонкоплёночного резистора прямоугольной формы

Для изготовления плёночных резисторов используют разные материалы: металлы, сплавы, соединения, керметы, удовлетворяющие требованиям по металлургической совместимости, адгезии, технологичности и стабильности.

Сопротивление плёночного резистора:

,

где – удельное поверхностное сопротивление материала плёнки, Ом/□;

l,w – длина и ширина резистивной плёнки соответственно, мм.

Результаты расчёта резистивных сопротивлений и при использовании в качестве резистивной плёнки нихрома с Ом/□ сведены в таблицу 4.5.

Таблица № 4.5 Результаты расчёта резистивных сопротивлений

4.5.2. Kонденсаторы

В гибридных ИМС применяют тонкоплёночные и толстоплёночные конденсаторы с простой прямоугольной формой. Плёночный конденсатор представляет собой многослойную структуру, нанесённую на диэлектрическую подложку (рис. 4.17). Для её получения на подложку 1 последовательно наносят три слоя: проводящий 2, выполняющий поль нижней подкладки, слой диэлектрика 3 и проводящий слой 4, выполняющий роль верхней обкладки конденсатора.

Рис. 4.17. Конструкция плёночного конденсатора с обкладками прямоугольной формы

Конструкция конденсатора, изображенная на рис. 4.17 предназначена для реализации конденсаторов повышенной ёмкости (сотни – тысячи пикофарад). Поэтому данную конструк-цию конденсатора будем использовать при расчёте конденсаторов С₁ и С₂ , соединяющих по СВЧ заземлённую сторону платы, а также разделительного конденсатора С₃ .

Значение ёмкости плёночного конденсатора определяют по формуле:

, пФ,

где ε – относительная диэлектрическая проницаемость диэлектрика;

S – площадь перекрытия диэлектрика обкладками, мм²;

d – толщина диэлектрика, мм.

Ёмкость С конденсатора удобно выражать через удельную ёмкость:

,

где - значение удельной ёмкости на единицу площади обкладок.

В качестве материала диэлектрика выберем двуокись кремния (SiO₂) c ε = 4…5 и при толщине плёнки равной d = 0,2 мкм.

Тогда для реализации ёмкости номиналом С₁ = С₂ =C₃ = 1000 пФ необходимое значение площади перекрытия диэлектрика обкладками составит:

мм².

Длина и ширина обкладки соответственно составят:

мм, мм

Для реализации конденсатора малой величины ёмкости С₂₃ = 0,17 пФ используем сосредоточенную последовательную ёмкость, которая может быть образована зазором в линии передачи, изображённую на рис. 4.18.

Рис. 4.18. Конструкция сосредоточенной последовательной ёмкости

Такая ёмкость обычно невелика (единицы пикофарад) и может быть расчитана из формулы:

В нашем случае известно что:

мм, Ом, мм, С₂₃ = 0,17 пФ, . Тогда:

мм

Итак, определены все элементы топологической схемы, геометрические размеры которых приведены в табл.4.6.

Таблица №4.6. Геометрические размеры элементов топологии трёхкаскадного МШУ

На рис. 4.19 представлена топологическая схема одного каскада МШУ, а на рис. 4.20 – всего МШУ, состоящего из трёх каскадов.

Рис. 4.19. Топологическая схема одного каскада МШУ

Рис. 4.20. Топология трёхкаскадного МШУ

Вывод

Эта работа была посвящена разработке структурной и функциональной схем приёмного СВЧ тракта земной станции спутниковой системы связи, а также расчёту одного из элементов этого тракта – малошумящего усилителя на основании требований по обеспечению заданного коэффициента шума и усиления. Как показали результаты расчёта с помощью пакета прикладных программ моделирования СВЧ схем MicroWave Office 4.02, МШУ обеспечивает заданные требования по значениям коэффициента усиления, коэффициента шума, неравномерности усиления. Функциональная схема разработанного СВЧ тракта довольно проста, но она достаточно чётко отражает процесс преобразования аналогового ЧМ сигнала.

Перечень ссылок

1. Спутниковая связь и вещание: Справочник. – 3-е изд./Под. ред. Л. Я. Кантора. – М.: Радио и связь, 1997.-528 с.

2. Справочник по учебному проектированию приёмно-усилительных устройств.- К.: Вища школа, 1972.

3. Радиоприёмные устройства. Проектирование на ИМС. – М.: Радио и связь, 1989.

4. Системы спутниковой связи / А. М. Бонч-Бруевич, В.Л. Быков, Л. Я. Кантор и др; Под ред. Л. Я. Кантора: Учебное пособие для вузов. – М.: Радио и связь, 1992. – 224 с.: ил.

5. Мордухович Л. Г., Степанов А. П. Системы радиосвязи. Курсовое проектирование: Учебное пособие для вузов. – М.: Радио и связь, 1987. – 192 с.: ил.

6. Твердотельные устройства СВЧ в технике связи / Л. Г. Гассанов, А. А. Липатов, В. В. Марков, Н. А. Могильченко. – М.: Радио и связь, 1988. – 288 с.: ил.

7. Проектирование интегральных устройств СВЧ: Справочник / Ю. Г. Ефремов, В. В. Конин, Б. Д. Солганик и др. – К.: Техника, 1990. – 159 с.

8. Микроэлектронные устройства СВЧ: Учебное пособие для радиотехнических специальностей вузов/ Г. И. Веселов, Е. Н. Егоров, Ю. Н. Алёхин и др.; Под ред. Г. И. Весе-лова. – М.: Высш. шк., 1988. – 280 с.: ил.

9. Интегральные устройства СВЧ телекоммуникационных систем / М. Е. Ильченко, А. А. Липатов, Н. А. Могильченко, Т. Н. Нарытник, А. В. Савельев, Ю. И. Якименко. – К.: Техника, 1998. – 110 с.

10. Брагин А.С. Методические рекомендации для расчётных занятий по учебной дисциплине „Радиотелекоммуникационные системы”. – К: НТУУ „КПИ”, 2002, - 49 с.

11. MicroWave Office 4.02