курсас - комаров (995097), страница 5

Просмтор этого файла доступен только зарегистрированным пользователям. Но у нас супер быстрая регистрация: достаточно только электронной почты!

Текст из файла (страница 5)

Рис.2.2.

Рассмотрим промежуток времени t1≤ t≤ t2 (ключ разомкнут):

на этом интервале времени уравнение имеет следующий вид

(2.6)

решение для тока на интервале времени t1≤ t≤ t2, учитывая начальные условия

(2.7)

имеет вид

(2.8)

то есть ток i(t) спадает по линейному закону в предположении, что емкость нагрузки (или постоянная времени нагрузки RC) достаточно велика, чтобы можно было считать напряжение на выходе в течение этого интервала практически неизменным

к концу интервала при t=t2

(2.9)

откуда находим время ключа в разомкнутом состоянии

(2.10)

Период повторения пульсаций тока дросселя:

(2.11)

Частота повторения :

(2.12)

Получили выражение, которое позволяет связать частоту пульсаций тока в дросселе с его индуктивностью, а также напряжением на выходе и напряжением солнечной батареи.

2.3. Стабилизация выходного напряжения

Чтобы стабилизировать выходное напряжение используем тот же компаратор (Ku), что и для повышающего регулятора напряжения. Схема представлена на Рис. 2.3.

Рис.2.3.

Для корректной работы понижающего преобразователя напряжения необходимо потребовать выполнение условия

(2.13)

где:

Io – среднее значение тока дросселя

Emin – минимальное значение напряжения батареи из диапазона работы понижающего преобразователя

Rn_min – минимальное значение сопротивления нагрузки

рассчитаем значение Io

так как у регулятора КПД достаточно большой, то приближенно его можно считать 100%, тогда

(2.14)

Ом

возьмем такой же ток, как и для повышающего регулятора

это позволит нам в дальнейшем с легкостью объединить оба регулятора.

2.4. Расчет дросселя

Индуктивность найдем из уравнения (2.12)

(2.12)

индуктивность будем выбирать из условия максимальной частоты пульсаций тока

f ≤ fmax

максимальная частота будет при условии

(2.15)

подставим в уравнение для частоты (2.12), получаем

(2.16)

Зададимся максимальной частотой из компромисса между габаритами дросселя (меньше для высоких частот) и потерь в управляющем ключе (больше для высоких частот)

выбираем максимальную частоту пульсаций тока в дросселе

fmax = 100 кГц

зададимся амплитудой пульсаций тока как в повышающем регуляторе

(2.17)

большие пульсации тока в дросселе, в данном случае, позволяют уменьшить его габариты

возьмем

подставляя максимальную частоту и амплитуду пульсаций в уравнение для fmax, найдем из него индуктивность дросселя

(2.18)

Г н

Выбираем индуктивность как в повышающем регуляторе напряжения

L = 150 мкГн

Пересчитаем максимальную частоту

Гц

2.5. Выбор ключа

Для правильного выбора управляющего ключа необходимо рассчитать потери мощности в нем. Суммарные потери в ключе складываются из статических и динамических потерь.

Причинами динамических потерь являются:

а) относительно большая входная емкость полевого транзистора, которая оценивается минимальным зарядом Qgate, который необходимо сообщить транзистору для его включения.

б) выходная емкость транзистора Coss

в) потери при замыкании и размыкании ключа.

Причиной статических потерь является конечное сопротивление ключа в замкнутом состоянии (Rds_on).

Выберем силовой ключ SPW47N60C3 фирмы “Infineon” со следующими характеристиками:

Vdss = 650 В – максимальное напряжение на ключе

Rds_on = 0.07 Ом – сопротивление в замкнутом состоянии

Id = 47 A – максимальный ток

Qgate = 320 нКл – минимальный заряд включения

C_o(er) = 193 пФ – эквивалентная выходная емкость по энергии

Расчёт динамических потерь:

а)

( 2.19)

Qgate – минимальный заряд включения

Vgаte – напряжение на затворе ключа

fs – частота переключения

Вт

б)

(2.20)

C_o(er)– эквивалентная выходная емкость по энергии

Voff – напряжение на ключе в разомкнутом состоянии

fs – частота переключения

Вт

в)

(2.21)

Ipk_max –максимальный ток через ключ

время включения, выключения ключа

(2.22)

Id_pk- максимальный пиковый ток драйвера

с

Вт

Расчёт статических потерь:

(2.23)

действующее значение тока Io_rms определим из рис. 2.2.

(2.24)

А²

определим статические потери

Вт

Рассчитаем суммарные потери в ключе:

(2.25)

Вт

Относительные потери в ключе:

(2.26)

%

2.6. Выбор диода

Для данной схемы был выбран диод Шоттки SDT12S60 фирмы “Infineon” со следующими характеристиками:

trr = н/а – время рассасывания диода

I_RMS = 12 А – действующее значение тока через диод

Vr = 600 В – максимальное допустимое обратное напряжение на диоде

Так как максимальное напряжение батареи 650 В, а диодов Шоттки на большее напряжение на данный момент не существует, предлагается соединить два диода последовательно.

Расчёт потерь мощности в диоде

V_F = 2.1 В ( при I_F = 12A, T_J = 150 ºС )

где V_F – максимальное прямое падение напряжение на диоде при максимальном постоянном токе I_F, и максимальной температуре кристалла T_J

Мощность потерь в диоде находим по следующей формуле

(2.27)

где:

Udo - напряжение отпирания диода

Icp - средний ток за период в диоде

Irms - действующий ток через диод

rd - сопротивление диода в проводящем состоянии

найдем напряжение Udo из вольтамперной характеристики диода, которая показана на рис.2.4, предполагая что температура кристалла 150°С.

Рис. 2.4.

Udo ≈ 0.7 В

найдем сопротивление диода в проводящем состоянии

rd = (V_F – Udo)/ I_F (2.28)

rd = (2.1 – 0.7)/ 12 = 117 мОм

средний ток за период в диоде тождественно равен току нагрузки In,

сделаем допущение, что КПД = 100%, тогда

(2.29)

найдем действующий ток

по определению действующий ток определяется из выражения

(2.30)

решая для тока диода см. рис.2, получаем

(2.31)

А ²

В т

Для двух диодов соединенных последовательно

(2.32)

Вт

относительные потери мощности в диоде

(2.33)

2.7. Подсчет КПД понижающего регулятора

Тогда КПД понижающего регулятора напряжения

η = 100-3.1 ≈ 96.8%

2.8. Тепловой расчет

Так как на полупроводниковых элементах схемы (ключевые транзисторы и диоды Шоттки) выделяется большая мощность, следовательно их необходимо охлаждать. Для этого используем пассивный способ охлаждения с помощью радиатора UE 6/200 фирмы “Semikron”.

Подробный расчет смотри Приложение 5.

Глава3

Преобразователь напряжения солнечной батареи

3.1. Схема управления

Как уже упоминалось ранее, преобразователь напряжения солнечной батареи состоит из двух базовых регуляторов напряжения: повышающего и понижающего.

При расчете понижающего регулятора напряжения было взято значение тока дросселя, как для повышающего. В результате мы получаем возможность использовать те же самые компараторы (Ku и Ki) для управления понижающим регулятором, которые были рассчитаны для повышающего регулятора напряжения.

Однако схему управления необходимо дополнить. Она должна обеспечить:

- работу регуляторов каждого в своем диапазоне напряжений

- управление реле и ключами (размыкание не использующегося ключа)

Реле используются для шунтирования полупроводниковых элементов, входящих в состав неработающей части преобразователя напряжения. Реле, имея значительно более низкое сопротивление, чем полупроводник, позволяет уменьшить потери.

При работе повышающего регулятора напряжения реле 1 (P1) шунтирует ключ S1 (S1 разомкнут), а при работе понижающего регулятора напряжения реле 2 (P2) шунтирует диод VD2 (ключ S2 разомкнут) см. рис. 3.1.

Диаграммы работы ключей и реле в зависимости от входного напряжения показаны на рис.3.2.

Подробно схема управления показана на рис. 3.3.

Рис. 3.1.

Рис .3.2.

Рис. 3.3.

Напряжения питания (опорные напряжения) Ep , берутся от источника питания, работающего от сети.

3.2. КПД устройства

Ранее было получено:

КПД повышающего регулятора (Vin = 200-430 В) - 98.5%

КПД понижающего регулятора (Vin = 470-650 В) - 96.8%

При работе преобразователя напряжения в диапазоне 430-470 В напряжений солнечной батареи оба регулятора напряжения отключены, а реле Р1 и Р2 замкнуты см. рис.3.2. Таким образом, напряжение с солнечной батареи непосредственно передается на нагрузку. КПД в этом диапазоне ≈ 100%.

Выбираем КПД устройства исходя из худшего случая, тогда КПД преобразователя напряжения солнечной батареи 96.8%.

Такого высокого КПД удалось добиться в результате применения самых современных транзисторных ключей, обладающих уникальными параметрами – Rds_on = 0.045 Ом (сопротивление ключа в замкнутом состоянии), применением диодов Шоттки, что позволило повысить частоту и значительно снизить потери.

Заключение

Результатом данной работы является разработанный блок инвертора - импульсный преобразователь напряжения, который полностью отвечает требованиям технического задания:

выходное напряжение (450±20) В

КПД – 96.8%

Характеристики

Список файлов учебной работы