Иванов-Циганов А.И. - Электротехнические устройства радиосистем (1979) (563351), страница 44
Текст из файла (страница 44)
Это дает право записать (10.39) в виде Л/к (1+ Й„,/К„„) (/УэдЕэ+ й/,ДЕ,)/~К,. (10.46) В выклаДках [с)е(э) пРинЯт Равным (1 + Р)/хэ/(кхбккэ). Таким образом, нестабильности по напряжению стабилитрона и по напряжению подпитки: Л7к/ЛЕ, — й/,//7, 1Я„ (10.47) Л/„(ДЕб Д/ //с, гД(й+ г,) Я,). Последняя нестабильность значительно меньше, чем по Е,. Простое выражение для нестабильности по напряжению стабилитрона, которое Рис. !0.)3 получено ранее, четко иллюстрирует принцип работы данного стабилизатора тока. В схеме стабилизируется ток эмиттера транзистора, протекающий по сопротивлению Й„а ток коллектора, являющийся током нагрузки, мало отличается от тока эмиттера.
Значения коэффициентов нестабильности, найденные для простейших схем стабилизаторов напряжения и тока, являются не только иллюстрацией метода определения коэффициентов нестабильностей, но и служат основой для расчета показателей ряда схем. Например, их можно использовать для определения нестабильности по входному напряжению схемы стабилизатора рнс. 10,1, а, в которой пет источника Е,. Источник Е, схемы рис. 10.1, а используется и как источник Е„ и как источник Еб схемы рис. 10.1, б, поэтому коэффициент нестабильности по Е, для стабилизатора рис. 10.1, а будет равен сумме коэффициентов нестабильности Д(//ЛЕ, и Л(//ДЕ, для стабилизатора рис.
10.1, б. Другим примером использовании полученных результатов служит нахождение коэффициентов нестабильности для стабилизаторов с усилителями. Проведем расчеты для стабилизатора напряжения. Обоб'щенная схема такого стабилизатора (рис, 10.13, а) содержит силовой 203 транзистор Ту; усилитель с входным сопротивлением г„., выходным сопротивлением гр. и коэффициентом усиления /г,л источник опорного напряжения Е„,; делитель пепи сравнения, состоящий нз резисторов /71 и Ят, источник, подпирающий выход усилителя Еп.
Напряжение Е,р, включенное на входе усилителя, учитывает как временной, так и тепловой дрейф транзисторов усилителя. Преобразуем цепь сравнения так, как показано на рис. 10.13, б, т. е. введем второй источник напряжения (/. Такая замена допустима, так как ток, потребляемый цепью сравнения, много меньше тока нагрузки. Вместе с тем такое преобразование превращает цепь сравнения в отдельное самостоятельное звено, не связанное гальванически с силовой цепью стабилизатора.
Во введенной цепи сравнения можно источник и сопротивления /71 и /71 заменить эквивалентным двухполюсником и тогда она превратится в простейшую одноконтурную (рис. 10.14, а). Для этой одноконтурной цепи получим ли,„(е, +ле„,) '+ ' 1+ х+я1у +ли, 01+ 61+Ету -(е„+ле.„)у,+лиу,. (!0.43) Здесь 6, = 1//71, 6, =- 1//хт„ 6 гуур = 1/г„,— проводимости, составляющие цепь сравнения. Теперь обратимся к выходной цепи усилителя. Ее тоже с помощью теоремы об эквивалентном генераторе можно представить в виде экнивалентного двухполюсни ка (рис. 10. 14, б).
В этой цепи г, = 1/(Етху+ 6 ); Уу =- гтпу/(Етп, + 6;.); У, = 6 /(рту+ 61). Если полученный двухполюсиик совместить с моделирующей схемой транзистора силовой цепи, то по своему начертанию схема получится эквивалентной схеме рис. 10.11, б. Только вместо сопротивления г„включено сопротивление г„а вместо источника э. д. с.
Л',ЛЕ, включен источник У,)!уЛио, + УуЛЕ„. Поэтому можно получить соотйошение нестабильностей нз (10.29), ПрОИЗВОдя В НЕМ ЗаМЕНу Г;, На Г, И У,ЛЕ, На Уу/Г,Ли„+ УуЛЕп + Поскольку ряд упрощений в окончательных выражениях будет таким же, какие были проведены с коэффициентами в (10.29), то проведем указанную подстановку не в само соотношение (10.29), а в его упрощенный вариант. Используя введенные ранее коэффициенты нестабильности, соотношение (!0.29) можно представить в виде Ли = ЛЕ,й,м — Л/ак„ых,+ (У,ЛЕ, + У,ЛЕ,), (!0.29') 1.де /гем и /7,ы„, — показатели стабилизатора без усилителя.
Выполнив замену, получим ЛЕ1/е1~ Л1/сЯоыхт+ Л 1ЛЕя+Ус~у//ОЕхр+ + УуйуУоЛЕо + Уу/УуУсЛи+ УуЛЕ + Ли' (10 49) 204 ЬЕ1ЕЕхт /у/и/!пытт+//1ЬЕ1+ р/упудтодхр+Хуу/ттлсаЬЕап+Р/усУЕп+ т л(/ = !+Ууйтм, (10. 50) В этом выражении произведение У йтЛУ, характеризует эффективное усиление в цепи обратной связи.
Г1осотупая так же, как в (10.31), находим для стабилизатора с усилителем в цепи обратной связи выходное сопротивление /7,ы„= Р„ы„,/(1+ У,.йтУ,); (10.51) нестабильность по входному напряжению ыет /се1т/(! + УуыуУс) нестабильность по напряжению источника Е„ ыеп = Ур/(1 + Уу/суУс) 1/(/суУс) (10.52) (10.53) нестабильность по дрейфу силового транзистора й„= Ли/Ли, = ! /(! + У,йуУ,); (1О. 54) нестабильность по напряжению питания усилителя 'еех = Уу/(1+ Уу!суУ,); (10.55) нестабильность по дрейфу усилителя /уех = — Ли/Еор = Уу/руУа/(1+ Уу/11Ус) У,/Л'с (6, + 61)/61; (10.об) и нестабильность по опорному напряжению ыео = УуйуУоД! + Ау/суУс) = (61+ 61)/61. (10.
57) Первые пять коэффициентов из-за введения усилителя в цепь обратной связи уменьшились весьма существенно, так как величина У /г,У значительно больше единицы, Нестабильность по дрейфу усну у с лнтеля и опорному напряжению из-за введения делителя напряжения в цепь сравнения получилась больше единицы. Таким образом, введение усилителя в цепь обратной связи сделало незначительными влияние всех дестабилизирующих факторов, кроме дрейфа нуля усилителя и дрейфа опорного напряжения. Поэтому построение качественного стабилизатора напра>кения доли<но основываться на получении усилителя с малым дрейфом и высокостабильного опорного источника. Аналогичные результаты при введении усилителя в цепь обратной связи получаются и у стабилизатора тока. Выкладки для схемы стабилизатора с параллельным включением транзистора (рис.
10.15, а) значительно упростятся, если пренебречь проводимостью дрп. Такое пренебрежение в данном случае допустимо, 205 Поскольку в правой части в результате подстановки появился член, пропорциональный Л(/, то выражение (10.49) определяет изменения выходного напряжения в неявной форме. Соотношение, определяющее Ли в явной форме, полученное из (10.59), имеет впд так как коллектор транзистора подсоединен к выходу стабилизатора, где изменения напряжения малы. Поэтому большой нестабильности Ь(//ЬЕ, из-за проводимости дб„здесь не создается. Применив уже описанные преобразования цепи сравнения (рис. 1О.!5, б), находим /, = Гг(/А2,/(гб+ 1/й, + /2). (10.58) Источник р/, оказывается в данном случае пропорциональным Ь(/, т.
е. напряжению на своих выходных за>кимах. Поэтому он не может трактоваться как источник тока, а должен быть заменен пассивным Рис. 10.15 элементом — сопротивлением или проводимостью. Эта проводимость, эквивалентная коллекторной цепи транзистора, В,= !)А22/(гб+ 1/йв+22) Для выходной проводимости стабилизатора на основании эквивалентной схемы можно записать а.„,„= д„, + а, +1//7„, (! 0.60) а для коэффициента нестабильности по входному напряжению /2(//К Е, =- 1/(б„,„/7,) 1/(1 + /т „С,) .
(10. 61) Дифференциальные показатели у стабилизатора с параллельным включением силового транзистора практически такие же, как и у стабилизатора с последовательным включением. в 10А. Схемы силовых целен линейных стабилизаторов Часто силовую цепь стабилизатора выполняют не на одном, а на нескольких транзисторах. Один подобный пример уже был приведен. Он касался параллельного включения нескольких транзисторов для увеличения тока нагрузки стабилизатора.
Другим, часто встречающимся видом многотранзисторной силовой цепи является составной транзистор (рис. !О.!6). Для управления транзисторами силовой цепи от усилителя цепи обратной связы требуется заметная выходная мощность. Если усилитель выполнен на микросхеме, то его выходной ток не превышает нескольких миллиампер. Ток базы силового транзистора может достп- 200 гать долей ампера. Для сопряжения такого маломощного усилителя и сплогого транзистора применяют дополнительный транзисторный усилитель тока Тг (рпс. 10.16, а), который вместе с основныл~ силовым транзистором Т, и образует составной (сдвоенный) транзистор.
При таком соединении не требуется никаких дополнительных деталей. Если подключение одного транзистора не обеспечивает нужного усиле- ния по току, то можно применить строенный составной транзистор (рис, 10.16, б). В последней схеме включены резисторы /72 и /7„поз- воляющие более свободно выбирать режимы транзисторов, входящих в составной. Токи эмиттеров Т, и Т, уже не должны быть равными то- кам баз Т, и Т,. Это позволяет варьировать режимом транзисторов. Наиболее часто составные транзисторы используют в тех случаях, когда в качестве транзистора Т, применяется параллельное включение нескольких я, транзисторов.
![](https://s.studizba.com/z.php?f=/templates/si/i/noavatar.png&w=100&h=100&t=1"){kind=avatar}
