ivanov-ciganov2 (558065), страница 63
Текст из файла (страница 63)
Выбираем транзисторы для инвертора типы ГТ905А, имеющие /„„= 3 А, (/ .-- 0,5 В, / , = 0,6 А,(/а =- 75 В, !/ „ = 1 В, 5 =- 35 †: 100 при 1 = ЗьА,(/ ( 0,7 В, г = 0,3 мкс и Р,„= 0,6 Вт. Рассчитаем по (13.10) з. д, с. одног1 нз вторичных полуобмоток трансформатора. (/з =Е +Е„.р+г./а=63+06+004 в=7,3 В. Найдем напряжение на первичной полуобмотке трансформатора: Егм=ń— 1/„и —— 36 — 0,5=35,5 В. Коэффициент трансформации силового трансформатора получается равным: и=(//Е =7,3/35,5=0,206, т=Е,/Из=35 5/7,3=4,36, Определим уточненное значение тока холлектора транзистора: /аи=п/а=0,206 10=2.06 А. Оно получилось меньше допустимого дчя транзистора.
Выберем амплитуду тока базы транзистора. Пусть при й ш й, = 1,3, тогда /е,„> й,/ /()„,!и — — 1,3 2,06/35 = 0,076 А, Транзйсвторы типа ГТ905 имеют ту особенность, что малое напряжение коллектор — змиттер в насьзценном состоянии у них получается при токе базы, большем 0,3 А. Заботясь о к. п. д. инвертора, примем ток базы равным 0,3 А. При агом максимальное напряжение П„и = 0,5 В.
Фактическая степень насьпцения транзистора получится большой. Для трап. зистора с минимальным значением () оиа равна й =/е (),нрн//„„0,3. 35/2,06=5,1, а для транзистора с максимальным значением () де=0,3 100/2,06 14,6. Теперь определим амплитуду коммуташюнного всплеска /к к по (13.27) !ктк=/кн(йф+2)/3=26' (7 1: !62)/3=48: 1! 1 А. Амплитуда всплеска получилась много большей, чем допускается для выбран- ного типа транзистора. Такии образом, в выбранной схеме ннвертора транзистор ГТ905А работать не может.
Чтобы облегчить условия работы транзистора, следует применить какую. нибудь из схем, улучшающую коммутационные процессы. Выбе- рем схему рис. 13.14, содержащую четыре ограничительных диода, Время рассасывания неосновных носителей заряда в базе транзнсюра при пере- ходе к схеме с дипдами несколько возрастет в,сравнении с (13.18), так как выход транзистора из насыщения происходит в данной схеме без увеличения тока коллек- тора. Ток запирающегося диода будет в улучшенной схеме определяться не выра- жением (13.20), а током только одного транзистора, ибо отпирание второго диода происходит после эапирания первого. Не приводя выкладок (они выполняются по методике, изложенной ранее), огра- ничимся сводкой расчетных формул для схемы с улучшенной коммутацией.
Так, время рассасывания заряда неосновных носителей в базе транзисгора для схемы инвертора (рис. 13.14) Т вЂ”.с' !п [И /(й„+ !)], аналогичное время для диода Т „~0.31с„+1,2ст/(/г +1) при т (7тт/(Аз+1) и ср~~/, мрээ'.рч „,, ~чрьр~! н, наконец, для максимума обратного тока диода имеем '- --"Мрт.р.сЖ- '1 Здесь постояннаи времени т', учитывает увеличение инерционности системы защитные диоды — транзистор в сравнении с инерционностью одного транзистора. Шунтирование промежутка эмиттер — бава транзистора емкостью запертых диодов приводит к замедлению запирания транзистора. Однако в большинстве случаев возрастание инерционности невелико.
Фактическая степень насьэцения транзистора в нашем случае лежит в пределах 5.1 ь 14,6. Для данных величин, пренебрегая возрастанием инерционности схемы, чолучим: 1) Тр —— 0,3 1п (1,67 —: 1,87)=0,153+-О,!9 мкс, 2) Т, =Ю,!35 —: 0,068 мкс, 3) /м„=10 ° (1,58 —:2,5)=15,8 —:25 А. Выбросы в импульсах коллеиторных токов в данной схеме отсутствуют, поэтому амплитуды импульсов равны 2,06 А. Таиую же величину имеет ток первичного источника.
По (7.75) найдем величину мощности потерь в канщом иэ диодов выпрями- теля: Рк=05/э(/нр+Р .к м 05 1О 1+1,.13=62 Вт. Полученная величина меньше допустимой для данного типа вентиля. Поэтому можно применить диод 2Д2!3 в рассчитываемом преобразователе. Стремясь уменьшить количество типов полупроводниковых приборов, вь1бираем все ограничительные диоды типа КД411 с допуспоным прямым током 1 А, допусти. мьъг обратным напряжением 400 В и постоянной времени 1,1 мкс.
Рассчитаем энергетические показатели преобразователя. Для этого нужно определить потери мощности во всех элементах его схемы: 1, Потери мощности в дросселе выпрямителя с сопротивлением обмотки О,ОЗ Ом равны 0,03 10з =- 3 Вт. 2. Потери мощности в вентилях выпрямителя уже определены и равны для двух диодов 12,4 Бт. Поскольку мощность, отдаваемая выпрямителем в нагрузку, составляет 10 6,3 = 63 Вт, то для к.
п. д. выпрямителя т(,=63/(63+!2 6+3)=63/786=0 805. Общая мощность, потребляемая выпрямителем (знаменатель псследней дроби), равна 78,6 Вт. 3. К. п. д. трансформатора примем равным 0,97 и тогда потери мощности в нем составят (! — 0,97) .78,6 = 2,36 Вт. Трансформатор забирает от инвертора мощности 2.36+ 78,4 =- 80,76 Вт. 4. Потери в транзисторах инвертора в режиме с улучшенной коммутацией подсчитываются по соотношению Рт = лтОаз)кч.0,5, где пт — число транзисторов в инверторе.
Для,рассматриваемого инвертора получаем Рта —— 0,5 2,06 0,5 2 =- 1,03 Вт. Помимо потерь мощности в коллекторных цепях транзисторов в выбранном инверторе часть мощности затрачивается в цепи возбуждения. Эта мощность 1'воза -= 2(зм Юа,„. Включив в цепи Рд баз транзисторов для ограничения тока базы ршисторы с сопроти- чу влением 5 Ом, получим ()а Тд! = 1агз(7+ (7зь =. 0,3 ° 5+ 0,7 =- "э к) Щ7107 = 2,2 В и Рьчш = 2.0,3 ° 2,2 = г-4 = 1,32 Вт.
(л„ИЮмкЕ) Таким образом, от первичного источника нивертор потребляет р -са+ мощность, равную 80,76+ 2,06+ Тру 1(ь -)- 1,32 = 84,4 Вт. К. и. д. инвер- 7,-7г7Кттц тора 80,76!84,4 =- 0,96. 5. 'Итоговый к. п. д. преобра- йш зоватсля составляет 0,96 х 0,97 х ус 0,805 = 0,746. Основные потери Рис. 13.23 в данном случае происходят' в выпрямителе из-за большого прямого падения напряжения иа его вентилях.
Пример 2. Рассчитаем преобразователь напряжения, предназначенный для работы от сети с напряжением 24, В и создающий на своем выходе напряжение 16 В при токе нагрузки 0,5 А. Мощность на выходе преобразователя невелика (16 0,5 = = 8 Вт), поэтому можно выбрать схему с самовозбуждающимся инвертором. Имея в виду повышение частоты колебаний инвертора, возьмем его схему с улучшенной коммутацией, с переключающим трансформатором. Напряжение на нагрузке в сравнении с прямым падением напряжения на выпрямительных.диодах относительно велико, можно в выпрямителе применить мостовую схему. Нагрузку выпрямителя исходя из малых заданных пульсаций выбираем начинающейся с емкости. Таким образом, схема преобразователя получается такой, как показана на рис.
!3.23. Перейдем теперь к выбору полупроводниковых приборов. Для зтогб определим требования к этим приборам. К диоду мостового выпрямителя прикладывается обратное напряжение„ примерно равное выпрямленному. В нашем случае это 16 В. Прямой ток диода должен быть больше тока нагрузки, т. е. больше 0,5 А. Выбираем диод ДЗ!О с малым прямым падением напряжения. Вго данныж допустимый прямой ток 0,5 А, допустимое обратное напряжение 20 В, прямое падение напряжения 0,57 В, порог выпрямления 0,4 В, внутреннее сопротивление О,З Ом и постоянная времени О,З мкс. Напряжение, прикладывзющееся к запертому транзистору инвертора, в двэ раза больше напряжения источника, т.
е. 2 24 = 48 В. Ток насыщения транзистора должен быть больше !зЕ,)Еп = — 0„5.16/24 = 0,33 А. ВыбиРаем в качестве ключей инвертора транзисторы КТ608Б, у которых максимальный ток коллектора 0,4 А, допустимое напряжение коллектор — эмитгер 60 В, допустимое напряжение база— эмиттер 4 В, 6 = 50 . 160, постоянная времени 0,8 мкс, напряжение коллектор-- эмнттер в насыщенном состоянии 0,3 В„прн 1„„= 0,4 А и степени насьпцения, равной пяти. Прн повышении степени насыщения до десяти и„„снижается до 0,15 В. напряжекие между базой и эмиттером у этого транзистора при насыщении (иби! не более 0,75 В.
Определим теперь напряжения на обмотках силового трансформатора. На вторичной обмотке следует обеспечить напряжение, равное сумме выпрямленного и прямого напряжений на двух диодах мостовой схемы, т. е. изм=Е +2ил„=16+2 0,57 17,14 В. На первичной обмотке получится напряжение, равное разности напряжения первичной сети и напряжения на насьпценном транзисторе Еим = Ел — или = 24 — 0,3 = 23,7 В. Коэффициент трансформации у силового трансформатора должен быть равен гь = 17,14/23,7 = 0,734. Уточненное значение тока коллектора 1лл /лил=05'0734=0367 А т.
е. меньше допуса1мого. Ток базы силового транзисгора инвертора должен превышать /бм '/лн/рт!л=0,37/50=0,0074 А. Выбираем ток базы,!г = 0,037 А. Фактическая сгепень насьпцения транзистора при таком токе составит Перейдем к расчету цепи возбуждения транзистора. Выберем напряжение на вторичной обмотке переключающего трансформатора !/бм равным 2,5 В, что больше напряжения база — эмиттер прн насыщении почти в три раза. Тогда сопротивление резистора ибм !/бл 2,5 — 0,75 11б= — ~ —" = ' ' =49 Ом.
Полное сопротивление промежутка бава — эмиттер транзистора в насыщенном состоянии соответственно равно 0,75/0,037 = 20 Ом. Выбираем коэффициент трансформации переключающего трансформатора Трз и„= 0,5, тогда напряжение на его первичной обмотке должно быть равным 5 В, по ней будет протекать ток 1, = 1г л„= 0,0185 А. Отсюда гюлучаем пересчитанное в первичную обмотку сопротивление базовой цепи /7б=иб„/(и„/.1=5/0,0186=270 О .
Пусть напряжение на вспомогательной обмотке трансформатора Три ил будет в двл раза больше, чем напряжение на первичной обмотке Трл, т. е. равным 10 В. Тогда сопротивление ограничительного резистора и.— и,„/ „1о — 5,0 1, О,О1 Составляющая коллекторного тока силового транзистора-инвертора, идущая на возбуждение, получается много меньшей составляющей, идущей во вторичную обмотку и затем выпрямляющейся:, 1;, = 1,и,/Е„= (10/23,7) 0,0185.= — 0,008 А.
![](https://s.studizba.com/z.php?f=/templates/si/i/noavatar.png&w=100&h=100&t=1"){kind=avatar}
