ivanov-ciganov2 (558065), страница 61
Текст из файла (страница 61)
Отпирающийся транзистор в противоположность запирающемуся находится в течение времени Тр, + Тр, под большим напряжением, его ток успевает нарасти до значительной величины. Поэтому коммутационные потери в нем относительно велики. К запертому силовому транзистору инвертора прикладывается напряжение Е„равное в двухтактной схеме 2Е„, так как оно складывается из напряжения первичного источника и напряжения на неработающей в данный момент первичной полуобмотке силового трансформатора. В мостовой схеме инвертора напряжение Е, в два раза' меньше и равно Е„. На открывающемся транзисторе напряжение между коллектором и эмиттером остается равным Е, Подсчитаем потери мощности, возникающие в транзисторе при его отпирании.
Ток отпирающегося транзистора согласно з 13.4 определяется выражением (13.13') Энергия, выделяющаяся в отпирающемся силовом транзисторе за время Т,, + Тр, (,+тж,+г А,= ~ яф/„„(1 — е к цп")Е,г(/= ц =йе/„„ЕДТ,,+Т „— т,(,1 — е ( г. + "и Й" )]. (13.53) Средняя за период мощность, соответствующая этой энергии, дает коммутационные потери, сопутствующие отпиранию транзистора: Р,„~, = А ~/2Т = /„„Е /т,йф [(Тр, + Тг „)/т, — 1 + +е и г ' )-/„„Ед/т,0,5йф(Тр,+Тря)'/тй (13 54) Вычисление коммутационных потерь, сопутствующих запиранию силового транзистора, производится аналогично. Падение напряжения на транзисторе берется равным г„1„„ ток 1,~ определяется выражением (13.15) на этапе рассасывания неосндвных носителей заряда в базе транзистора и выражением (13.19) на этапе рассасывания заряда в диоде.
Результат интегрирования произведения („,и„м представляется сложным многочленом, но после ряда упрощений ему можно придать следующий вид: Ракоии гн1ки~ [ (1+йф) Та~+ 1 5ХфТ я — 0,5 (йэ — 2) т ). (13.55) Как и следовало ожидать, из-за малости произведения г„1„„в сравнении с Е, результат, даваемый (13.55), заметно меньше получаемого от (13.54). Поэтому часто коммутационные потери, получающиеся при запирании транзистора, не учитывают, а считают мощность„рассеиваемую транзиктором, равной сумме мощностей потерь в насыщенном н запертом состояниях, а также коммутационных потерь при отпирании. При выборе установочной мощности транзистора вводят некоторый запас, который перекрывает неучтенные потери мощности.
Похожие результаты получаются и при подсчете ьющности, выделяемой в силовых транзисторах других схем преобразователей и инверторов. Для сравнения схем по мощности, выделяющейся в транзисторе силовой цепи, выражению (13.54) можно придать следующий вид Р„,„, Р,„, 1„„Е,)т,й,„„, (13. 56) где коэффициент А„,„, учитывает особенности схем в отношении коммутационных потерь мощности в транзисторе. Для рассмотренной схемы усилителя мощности, работающего на выпрямитель с нагрузкой, начинающейся с емкости, А„, — 0,ба (Тр, + Тр Дч.',. (13.57) Для других схем преобразователей и инверторов, упоминаемых в данном разделе, значения коэффициентов й„,„„приведены в табл.
13.1. Сравнение схем инверторов по коммутационным потерям мощности в силовых транзисторах показывает заметное их уменьшение при включении элементов, ускоряющих коммутацию (Я6 и С на рис. 13.18) или предотвращающих насыщение силового трансформатора (промежуточный трансформатор на рис. 13.13). В инверторах, стоящих в преобразователе, коммутационные потери в силовых транзисторах 'оказываются несколько меньшими при нагрузке выпрямителя, начинающейся с емкости, чем при нагрузке, начинающейся с индуитивносги. К. п.
д.' силовых трансформаторов преобразователей и инверторов достигают 85 — 90'14 при мощности порядка 10 Вт и 95% при мощности 100 Вт.' Потери в силовом трансформаторе можно снизить повышением частоты переключения инвертора. При этом удельные потери в сердечнике трансформатора возрастают, но они растуг медленнее, чем вес сердечника. Поэтому к. п. д. трансформатора повышается. Однако коммутационные потери в транзисторах инвертора и диодах выпря- иителя с ростом частоты коммутации повышаются. Таким образом, для каждого преобразователя существуег оптимальная частота ком!!утации, при которой к.
п. д. становится максимальным. Значение этой частоты зависит от параметров алел!ентов, входящих в преобразователь. При проектировании преобразователей после выбора элементов схемы всегда следует определять и частоту переключений. Т а б л и ц а 13.1 Значение коаффициентов коммутационных потерь мощности в силовых транзисторах инверторов и преобразователей аавмм Свана 0,6 0,45 Оаэ+ аа О,! (1-( др) 0,5 (Тс — Тр,а)в ' 0,5 тта в К: и.
д. преобразователя в целом подсчитывают как произведение трех частных к. п. д.: инвертора — Ч„; трансформатора — Ч,; выпрямителя — Ч,: (1 3.58) Ч = ЧяЧтЧв Частные коэффициенты полезного действия звеньев преобразователя в соответствии их определениям равны: Р„+Р +Р,+Р„ для инвертора т)„— ',, (13.59) +Р +Р +Р +Ра+Р Р,-)- Ра ддя трансформатора Ч,=...,, (13 бб) для выпрямителя т)» Р + Р (13.Я) Ра+ Ра В этих формулах обозначено: Є— мощность, выделяющаяся в нагрузке преобразователя; Є— мощность потерь в диодах выпрямителя; Р, — мощность потерь в сердечнике трансформатора: Є— Инвертор с пасьяцающимся трансформатором (рис.
13.4) Инвертор с нгсыщающимся трансформатором и дополнительными резисторами,(рис. 13. !8) Инвертор с переключающим трансформатором (рис. !3.2!) Усилитель мощности (рис. !З.б,а) Инвертор с насыщаюп!имея трансформатором в преобразователе (рис. 13,23,а) Инвертор с насыщающимся трансформатором и дополнительными конденсаторами в преобразователе (рис. 13. !8) Усилитель мощности в преобразователе (рис. 13.11,а) Усилитель мощности в преобразователе (рнс. ! 3.11,а без конденсатора Ст в филЬтре) 0 ад ( в.т + о.а )' 0„25Аф( 2~ —,' ) + + "-,,' мощность потерь в обмотках трансформатора; Р;, — мощность потерь во всех транзисторах инвертора; Є— мощность потерь во вспомогательных цепях преобразователя, таких, как пепи возбуждения, цепи смещения и т.
д. Правильный выбор элементов схемы преобразователя, режимов их работы позволяет достичь довольно'высоких значений к. п. д. У современных преобразователей он получается от 80 до 90';8. я 43.8. Структурные схемы вторичных источников питания с преобразователями. напряжения Как уже отмечалось, применение преобразователя напряжения во вторичных источниках питания (ВИП) позволяет получить не только ряд необходимых вторичных напряжений из одного первичного, но,и повысить стабильность вторичных напряжений в сравнении с первичным.
Выходное напряжение существующих первичных источников электропитания в процессе эксплуатации меняется. У большинства из них колебания напряжения лежат в пределах -+= (10 —: 20)%. Допустимые колебания напряжения питания большинства радиоустройств почти на порядок меньше и равны.+-(3 —: 5) оь, а для отдельных каскадов,,наиболее чувствительных к изменению напряжения питания, и того меньше, — всего -+-(0,1 —: 0,5)ою Отсюда вытекает необходимость стабилизации выходных напряжений ВИП. На рис. 13.21, а представлена структурная схема источника с централизованной стабилизацией выходных напряжений преобразователя.
Здесь стабилизируется входное напряжение инвертора И с помощью входного стабилизатора ВхСт. На выходе выпрямителей преобразователя В, — В~ получается вторичное напряжение, нестабильность которого допустима для большинства нагрузок. Фильтры выпрямителей ФВ, — ФВ, обеспечивают требуемую степень фильтрации выходных напряжений. Если для некоторых нагрузок требуется напряжение питания с меньшей нестабильностью, чем та, которую обеспечивает входной стабилизатор ВхСт, то в соответствующую выходную цепь включают дополнительный выходной стабилизатор ВыхСгл . На рис. 13.21, а такой дополнительный стабилизатор включен в цепь нагрузки, потребляющей ток 1„, при напряжении ~/„,.
Поскольку цепь обратной связи ЦОС получает сигнал ошибки со входа инвертора, то стабилизатор ВхСт поддерживает близким к эталонному напряжение на входе инвертора. Изменения тока нагрузки 1„, или 1„, будут приводить к колебаниям выходных напряжений ~l„„ или У„, из-за возрастания (или убывания) падений напряжения на диодах выпрямителей и транзисторах инвертора, но стабилизатор ВхСт на эти изменения реагировать не будет. Конечно, имеется в вцду, что выходное сопротивление самого стабилизатора очень мало. Таким образом, в данной структурной схеме стабилизированного преобразователя не удается получить малые нестабильности по всем выходам. Помимо этого, в ней существует и некоторая завязка между всеми выходами из-за общих для них элементов схемы, Такими об- щими элементамн, не охваченными обратной связью, являютсй инвертор, силовой трансформатор и выпрямители со своими фильтрами.
Поэтому выходной стабилизатор включают иногда и в ту выходную цепь, ток которой меняется сильно или имеет импульсный характер. Иначе, на выходные напряжения всех остальных каналов наложатся изменения, пропорциональные току этого канала. При импулж- ~п 1~в чв ~ни ~и~. ~нг ~~н61м Умг 1их К«ба Рис. 13.21 ном токе такие изменения имеют внд серий затухающих колебаний, порождаемых передними и задними фронтами импульсов. В-качестве входного стабилизатора можно'првменять как линейный, так и импульсный.
В первом случае к. п. д. преобразователя будет ниже, но зато нет необходимости включать фильтры Ф, и Ф,, защи'щающие первичную цепь и инвертор от импульсных помех, создающихся в ключевом стабилизаторе. Значительно лучше у линейного стабилизатора в сравнении с ключевым и качество переходного процесса.. В рассмотренной структурной схеме входной стабилизатор пропускает через себя суммарную мощность всех нагрузок преобразователя.
![](https://s.studizba.com/z.php?f=/templates/si/i/noavatar.png&w=100&h=100&t=1"){kind=avatar}
