где

Р- колебательная мощность в коллекторной цепи транзистора;

Р₀- мощность, потребляемая транзистором от источника питания коллекторной цепи

Р_б0- мощность возбуждения, поступающая в базовую цепь транзистора.

С уменьшением угла отсечки величина η увеличивается, а К_р падает. Последнее приводит s увеличению мощности, требуемой от предыдущего каскада. Увеличение же угла отсечки приводит к увеличению коэффициента К_р, но к снижению к.п.д. и вследствие этого s увеличению мощности, рассеиваемой в транзисторе. Для получения одновременно достаточно высоких величин К_р и η можно рекомендовать выбор угла отсечки в пределах

Θ=60-90 (7,4)

Углам отсечки θ=70-85° соответствует режим работы транзистора при нулевом напряжении смещения на базе, который является выгодным как с энергетической стороны ( не требуется дополнительная мощность на питание цепи смещения), так и с конструктивной ( отсутствуют детали цепи смещения). Однако при амплитудной модуляции на базу принять нулевое смещение на ней в режиме несущих колебаний оказывается не всегда возможным, если необходимо в расчётном режиме получить угол отсечки θ более 85°. Следует также отметить, что режим с: нулевым смещением не является лучшим и сточки зрения величины мощности , рассеиваемой в транзисторе. В тех случаях, когда необходимо уменьшить мощность рассеивания, устанавливают режим транзистора с запирающим напряжением смещения и таким образом получают угол отсечки меньше 70°.

ВЫБОР ВЕЛИЧИНЫ ПОСТОЯННОГО КОЛЛЕКТОРНОГО НАПРЯЖЕНИЯ Ек

Важным решением вопроса при определении режима транзистора является выбор величины напряжения коллекторного питания.

При работе транзисторного каскада в режиме немодулированных колебаний максимальное значение напряжения между коллектором и Эмиттером в граничном режиме.

U_кмакс=Е_к+U_к(1+_гр) (7,5)

где

E_k - напряжение коллекторного питания;

U_k - амплитуда напряжения на сопротивлении коллекторной цепи;

_гр - коэффициент использования коллекторного напряжения в граничном режиме.

Напряжение U_кмакс должно удовлетворять условию

U_кмакс < U_кдоп (7,6)

Отсюда, с учетом соотношения (7.5) допустимое значение напряжения коллекторного питания

Е_кU_кдоп/(1+_гр) (7,7)

Если принять _гр=1, то

Е_кU_кдоп/2 (7 , 8)

т.е. напряжение коллекторного питания должно быть существенно снижено по сравнению с допустимым

Для безотказной работы транзистора необходимо не только не превышать допустимое значение напряжения Uкдоп но и вводить определенный запас по сравнению с Uкдоп, т.е.

Е_кU_кдоп/К_з(1+_гр) (7,9)

где К_з- коэффициент запаса, который рекомендуется брать примерно равным 1,1-1,2

Указанное обстоятельство следует особо учитывать при выборе напряжения коллекторного питания транзисторов, используемых в аппаратуре, к которой предъявляются повышенные требования к надежности (.например, бортовой радиопередатчик летательного аппарата).

Существенное снижение напряжения Ек по сравнению с напряжением U_кдоп предпочтительно осуществлять также при неполном использовании транзистора по номинальной колебательной мощности, например, в задающем генераторе радиопередатчика. В случае применения в каскаде амплитудной базовой модуляции напряжение коллекторного питания транзистора выбирается из тех же соображений, что и для немодулированного каскада. В каскаде с амплитудной коллекторной модуляцией режим работы транзистора по коллекторному напряжению будет более легким, чем в немодулированном каскаде, поэтому коэффициент запаса Кз может быть снижен и принят

К_з=1,05 –1,1 (7,10)

При применении в каскаде коллекторной модуляции обычно выбирают величину напряжения коллекторного питания транзистора в режиме несущих колебаний Е_кн . Учитывая, что при этом виде модуляции в момент максимального режима напряжение на коллекторе увеличивается в (1+М) раз, напряжение Е_кн выбирается из соотношения

Е_кU_кдоп / К_з(1+_гр)(1+m) (7,11)

Сделаем еще одно замечание практического характера, желательно (но необязательно), чтобы величины напряжения Е_к отдельных каскадов высокочастотного тракта радиопередатчика по возможности меньше отличались друг от друга, так как это позволит лучшим образом использовать мощность источника питания, т.е. избежать потерь мощности на резисторах, снижающих напряжение.

ПОРЯДОК РАСЧЕТА РЕЖИМА

Рассмотрим возможный порядок энергетического расчёта режима транзистора усилительного каскада по схеме с общим эмиттером на

заданную величину колебательной мощности Р_ при выбранных угле отсечки θ и напряжении коллекторного питания Е_к .

Порядок расчета рассмотрим для трех случаев: режим немодулированных колебаний, режим амплитудной коллекторной модуляции и режим амплитудной модулями смещением на базу.

Перед расчётом для выбранного угла отсечки θ определяйся величины, необходимые для расчёта амплитуд гармонических составляющих коллекторного тока транзистора:

_вх - параметр входной цепи транзистора, где

2f

1. рабочая частота, = 2f_вх постоянная времени входной цепи транзистора

f / f_вх (7,12)

₀(,_вх) и ₁(,_вх)-модули коэффициентов разложения импульса

коллекторного тока соответственно для

постоянной составляющей и первой гармоники;

_вх(,_вх) -угол запаздывания первой гармоники коллекторного тока просительно напряжения на входных зажимах транзистора;

 (,_вх) - угол прекращения импульса коллекторного тока;

_экв - угол отсечки эквивалентного косинусоидального импульса коллекторного тока,

_экв=_`-_вх

d1(_экв) коэффициент первой гармоники эквивалентного косинусоидального импульса коллекторного тока

Величины θ’, _вх ,₀,_1,находятся для известных величин θ и из табл.2.Приложения или по графикам, приведенным на рис.7.1-7.4. Коэффициент d1 (θэкв) для найденного значения θэкв. берется из табл.3.Приложения. Найденные величины целесообразно свести в табл.2.

Таблица 2

Рис 7.1Рис 7.2

Зависимость угла θ’от угла θ Зависимость от угла θ’

А. СЛУЧАЙ НЕМОДУЛИРОВАННЫХ КОЛЕБАНИЙ

Режим работы -граничный.

1.Находим величину коэффициента использования коллекторного напряжения в граничном режиме.

(7,13)

2.Амплитуда напряжения на коллекторной нагрузке

U_к=_грЕ_к (7, 14)

З.Амплитуда первой гармоники коллекторного тока

I_к=2P_/U_к (7,15)

4.Постоянная составляющая коллекторного тока

I_ко= ₀/₁ I_к1 (7,16)

5.Мощность, потребляемая от источника коллекторного питания

P₀=I_к0Е_к (7,17)

6.Мощность рассеивания на коллекторе

Р_к=Р₀-Р_ (7,18)

7.Электронный к.п.д.

=Р_ /Р₀ (7,19)

8. Требуемое сопротивление коллекторной цепи дяя первой гармоники коллекторного тока

Rк=Uк/I_к1 (7,20)

9.Амплитуда напряжения возбуждения в цепи базы

U_б=I_к1/S₀₁ (7,21)

10.Налряжение смещения на базе

E_б= - U_бcos+E_б` (7,22)

Примечаниё. В этом пункте следует провести проверку на выполнение условия

U_бмин=Е_б-U_бU_эбдоп (7,23)

Далее по характеристике i_б=f_б(U_б) убедиться, что рабочая точка при U_б=E_б+U_б находится на участке характеристики, где крутизна ее равна величине S принятой перед началом расчёта. Если рабочая точка лежит на участке с иным значением крутизны, то следует ввести новое значение крутизны в расчёт и вновь найти все величины, характеризующие режим транзистора. 11. Мощность возбуждения P_б~ Ввиду большой сложности точного определения мощности возбуждения, ее величину оценим приближенно, приняв, что большая часть напряжения возбуждения падает на сопротивление базы , тогда

P_б~U_б2/2_rб (7,24)

точность такой оценки тем больше, чей ближе рабочая частота каскада к граничной частоте f_. На более низких частотах, чей fрасчёт мощности возбуждения по формуле (7.24) дает завышенное значение.

Это завышение можно рассматривать при проектировании как некоторый запас по мощности возбуждения на случай разброса параметров транзистора. Для обеспечения на входе транзистора мощности возбуждения, необходимой для его работы в выбранном режиме, следует предусмотреть возможность регулировки связи его входной цепи с коллекторным контуром предыдущего каскада.

12.Ностоянная составляющая тока базы ( ориентировочно )

I_б0I_к0/₀ (7,25)

13.Коэффициент усиления по мощности

К_р=Р_/Р_б (7,26)

14.Мощность рассеивания в транзисторе

Р_р=Р_к+Р_б (7,27)

Здесь необходимо сделать проверку на выполнение условия

Р_р<Р_рдоп при t_раб=tC (7,28)

где t_раб - температура окружающей среды, заданная в технических условиях на радиопередатчик.

Если условие (7.28) не выполняется, то надо либо изменить режим работы транзистора, уменьшив угол отсечки θ , либо предусмотреть радиатор к корпусу транзистора. Если эти меры не приводят к выполнению соотношения (7.28), то следует выбрать другой тип транзистора , имеющий большую величину P_pдоп , и проделать расчёт заново.

А.СЛУЧАЙ КОЛЛЕКТОРНОЙ МОДУЛЯЦИИ

Вначале рассматривается максимальный режим работы транзистора на колебательную мощность

Р_макс=Р_н(1+m) ² (7,29)

Расчет ведется на коллекторное напряжение

Е_{к макс}=Е_кн(1+m) (7,30)

и на граничный режим работы.

Порядок нахождения величин, определяющих режим работы транзистора такой же, как и в случае немодулированных колебаний (см. пункт а.) Все определяемые для максимального режима величины отмечаются индексом "макс".

1.

2. U_кмакс=_грмаксЕ_кмакс 9.

3. 10.

4. 11.

5. 12

6. Р_кмакс=Р_0макс – Р_~макс 13.

7. 14. Р_рмаксР_кмакс+Р_б~макс

8.

Затем производится расчёт режима несущих колебаний. Данные этого режима рассчитываются, исходя из линейности модуляционной характеристики по известным соотношениям.

Величины ,, Е_б, U_б, R_k Режиме несущих колебаний остаются такими же, как и в максимальном режиме.

Далее для среднего режима модуляции определяются

В этом режиме производится проверка

Р_р=Р_кср+Р_б~срР_рдоп при t=t_рабС

где для оценки рассеиваемой мощности можно приближенно принять

Р_б~ср Р_б~макс

В. СЛУЧАЙ БАЗОВОЙ МОДУЛЯЦИИ СМЕЩЕНИЕМ

Рассчитывается максимальный режим работы на колебательную мощность

Р_~макс= Р_~н(1+m)²

Расчет ведется на выбранное коллекторное напряжение E_к, граничный режим работы.

Расчет выполняется в том же порядке, что и для случая немодулированных колебаний (см. пункт А).

1.

2. U_кмакс=_грмаксЕ_к 8.

3. 9.

4. 10.

5. 11.

6. Р_кмакс=Р_0макс – Р_~макс 12.

7.

Для дальнейших расчетов необходимо знать данные о минимальном режиме работы. Для упрощения примем, что минимальному режиму соответствует нулевая точка статической модуляционной характеристики при E_б.=Е_бмах. (см. рис. 2.2). В этой точке происходит запирание транзистора, поэтому все токи и мощность в этом режиме

равны нулю. Для этой точки

Е_бмин0=-U_б+Е`_б

Данные режима несущих колебаний рассчитываются в предположении линейности статической модуляционной характеристики по соотношениям

Р_кн=Р_он-Р_~н

Так как в режиме несущих колебаний мощность рассеивания

на транзисторе максимальна, то именно в этом режиме следует проверить допустимость величины этой мощности для выбранного транзистора

Р_р=Р_кн+Р_б~срР_рдоп при t=t_рабС

При оценке Р_о можно приближенно принять Р_б=Р_бмах *

Напряжения Е_к и U_б в этом режиме такие же, как и максимальном режиме. Напряжение смещения Е_б можно найти из соотношения, полученного при помощи пропорции из подобия треугольников на рис .2.2.,

Е_бн=(Е_бмакс+mЕ_бмин0)/(1+m)

*Практически мощность возбуждения в режиме несущих колебаний меньше по сравнению с мощностью максимального режима вследствие уменьшения тока базы.

Данные для среднего режима модуляции рассчитываются по формулам

§8. РАСЧЕТ ЭЛЕМЕНТОВ СХЕМЫ ПИТАНИЯ ТРАНЗИСТОРНОГО КАСКАДА

Для осуществления рассчитанного режима на коллектор и базу

транзистора необходимо подать постоянные напряжения Е_к и Е_б ,величины которых получены при расчете. Для питания коллекторной базовой цепей транзистора может быть применена последовательная или параллельная система питания (рис.8.1 и 8.2), причем предпочтительной является последовательная система как более простая в конструктивном отношении. Выбор системы питания в базовой цепи усилительного каскада может в некоторых случаях зависеть от вида связи с предыдущим каскадом и от системы питания коллекторной цепи. этого каскада. Так, например, если система питания коллекторной цепи предыдущего каскада последовательная, а связь о этим каскадом автотрансформаторная (см. рис.8.2, б), то в базовой цепи необходимо применить параллельную систему питания.

В качестве внешнего источника питания в транзисторных радиопередатчиках малой и средней мощности преимущественно используются химические источники тока - сухая или аккумуляторная батарея [10] .

Смещение на базе транзистора может быть либо фиксированным, когда его величина задается внешним источником постоянного напряжения , либо автоматическим за счет протекания через резистор постоянной составляющей тока базы или тока эмиттера транзистора.

Рис.8.I. Системы последовательного (а.) и параллельного (6) питания в коллекторной цепи.

Рис.8.2. Системы последовательного (А) и параллельного (Б) питания в базовой цепи.

Прямое (отпирающее) напряжение смещения на базу транзистора обычно подается от источника коллекторного напряжения Е_к с помощью делителя из резисторов R1 и R2 (см.рис.8.2,б) или заменяющего его потенциометра. Ток в делителе (или потенциометре) I_дел следует устанавливать большей величины, чем постоянная составляющая тока базы I_бс , но для уменьшения расхода энергии источника питания его желательно брать меньше постоянной составляющей коллекторного тока I_кэ (особенно это важно в мощных каскадах радиопередатчика), т.е. должно выполняться следующее неравенство:

I_бо<<I_дел<I_кз (8,1)

При выборе величины тока делителя можно рекомендовать исходить из величины постоянной составляющей тока коллектора I_к, транзистора и выбирать I_дел примерно в пределах, определяемых соотношением

I_дел=(0,1-0,5)I_ко (8,2)

В этом соотношении меньшие величины коэффициента при I_дел относятся к более мощным каскадам радиопередатчика.

После выбора величины I_дел сопротивление резистора определится из соотношения

R₁=(Е_к-Е_б)/I_дел (8,3)

Сопротивление резистора R₂ можно найти по требуемой величине смещения

R₂=Е_б/I_дел (8,4)

Обратное (запирающее) смещение на базе транзистора может быть получено включением внешнего источника фиксированного смещения (см. рис.8.2,а) или сопротивления автосмещения. На практике из этих двух способов чаще используется автосмещение за счет постоянной составляющей базового или эмиттерного тока транзистора (рис.8.3). Величины сопротивлений резисторов R_б (рис.8.3,а,б,в) и R_э (рис.8.3,г) могут быть определены из соотношений

R_б= Е_б/I_б0 (8,5)

Rэ=Е_б/I_э0= Е_б/(I_ко +I_бо)= Е_б/I_ко (8,6)

В случае осуществления смещения по схеме на рис .8.3 в величина сопротивления R_б должна удовлетворять условию

R_б<(10-20)R_вх (8,7)

где R_вх -входное сопротивление транзистора для первой гармоники базового тока.

Если это соотношение не удается выполнить, то резистор R_б, схеме на рис.8.3,в будет заметно шунтировать входную цепь транзистора. В этом случае следует отказаться от схемы на рис.8.3,в и использовать схемы на рис.8.3,а,б

Рис .8.3. Схемы осуществления автоматического смещения в базовой цепи: а - последовательное автосмещение за счет базового тока; б - параллельное автосмещение за счет базового тока; в - упрощенная схема параллельного авто-смещения за счет базового тока; г - автосмещение за счет эмитерного тока.

При построении схем питания транзисторных каскадов надо учитывать отличительную особенность транзисторов: резкую зависимости токов в цепях транзистора от температуры окружающей среды. При фиксированном напряжении смещения на базе небольшие изменения температуры (несколько градусов), как правило, вызывают большие изменения тока через транзистор, изменения токов вызывают изменения параметров транзистора и, как следствие, энергетических показателей транзисторного каскада. Поэтому режим с фиксированный смещением на базу в условиях изменяющейся температуры практически является непригодным. Сильному влиянию температуры подвержен обратный ток коллекторного перехода I_ок*, который/протекая через имеющиеся в цепи базы внешние сопротивления, создает на них падение напряжения, приводящее к нерегулируемому изменению напряжения, а следовательно, и токов транзистора. Построение схемы питания транзисторного каскада должно быть осуществлено таким образом, чтобы резко ослабить зависимость постоянных токов всех электродов транзистора от температуры окружающей среды. Особенно это важно для радиопередатчиков, предназначенных для работы в широком интервале температур.

С целью ослабить зависимость тока транзистора от температуры окружающей среды на практике используются различные схемы стабилизации режима при изменении температуры (так называемые схемы термостабилизации). Эти схемы в большинстве своем основаны на применении отрицательной обратной связи или на использовании специальных термозависимых элементов, компенсирующих тепловые изменения токов транзистора. Однако схемы с термозависимыми элементами трудоемки при наладке, так как требуют более тщательной подгонки величин. элементов схемы, поэтому предпочтение во Многих случаях отдается схемам ( с отрицательной обратной связью. Наиболее эффективной из этих схем является схема с тремя резисторами R1,R2,R3 (рис.8.4, а, б). С помощью делителя из резисторов R1 и R2 на базу подается прямое напряжение смещения, а на резисторе R3 выделяется обратное напряжение смещения. Через резистор R3, при изменении тока коллектора (а следовательно, и тока эмиттера) создается отрицательная обратная связь по току, компенсирующая это изменение. Для устранения Отрицательной обратной связи по переменному току резистора шунтируется конденсатором большой емкости С_бэ . Схема с тремя резисторами удобна для использования в различных транзисторных каскадах, так как позволяет обеспечить смещение на базе как прямое, так и обратное, а также термостабнлизацию режима. Для Эффективной работы схемы сопротивление резистора R3 желательно выбирать большим, но в этом случае возрастают расход энергии источника питания и требуемое его напряжение так как

________________________

*Следует иметь в виду. что наиболее часты пробои транзисторов при

больших сопротивлениях постоянному току в цепи базы

_____________

**Обратный неуправляемый ток коллекторного перехода Iко обозначается здесь как I_ок во избежание путаницы при расчете режима транзистора, в котором принято обозначение I_ко для постоянной составлявляющей коллекторного тока.

Рис.8.4. Схема каскадов с температурной стабилизацией режима: а, б - с тремя резисторами; в — с термозависимым резистором в цепи базы. При выборе величины сопротивления резистора R₃ можно задаться допустимым падением напряжения на нем, например, принять

Е_э0=I_э0R_э=0,2Е_к (8,9)

откуда

R₃=0.2Е_к/I_э0=0.2Е_к/I_ком (8,10)

Определение сопротивления резисторов R1 и R2 ведется из условия получения на базе транзистора требуемого напряжения смещения Е_б . Учитывая, что смещение равно разности напряжений Е_б0 и Е_оэ (см.рис.8.4,б)т.е.

Е_б=Е_б0-Е_э0-I_делR₂-I_э0R₃ (8,11)

получаем

Е_б0=I_делR₂=Е_б+Е_э0 (8,12)

отсюда

R₂=(Е_б+Е_э0)/I_дел (8,13)

Сопротивление R₁ определяется из соотношения

R₁=(Е_к0-Е_бо) / I_дел = (Е_ко-Е_б-Е_эо)/I_дел (8,14)

При построении каскада по схеме , приведенной на рис.8.4,б следует проверить выполнение условия

R₂(1020)R_вх

Если увеличение напряжения и расхода энергии внешнего источника питания крайне нежелательно, то можно применить схему стабилизации , в которой в качестве сопротивления R3 используется терморезистор*, зашунтированный обычным резистором (см.рис.8.4, в). Требуемая величина изменения сопротивления R₂ от температуры окружающей среды определяется для выбранного типа транзистора по величине сдвига входных статических характеристик I_б=f_b(U_б) при U_к = const от температуры.

Для нормальной работы каскада важно правильно выбрать величины блокировочных элементов - дросселей и конденсаторов. Наличие блокировочных элементов не должно влиять на работу каскада на его рабочей частоте. Однако практически устранить их влияние полностью не удается и поэтому приходится задавать дополнительные условия, учитывающие допустимое влияние блокировочных элементов на работу схемы, например, задать допустимые значения падения напряжения или потерь колебательной мощности в блокировочных элементах.

При выборе величины блокировочных элементов можно руководствоваться, например, следующими ориентировочными соотношениями.

Величина емкости блокировочного конденсатора C_б1 в коллекторной цепи (см.рис.8.1), полагая допустимое уменьшение сопротивления коллекторной цепи R_к, на 5-10% за счёт неполного подключения его к транзистору, оценивается соотношением

C_б<(10-20)C_вых (8,15)

Величина блокировочного дросселя L_б1 (см.рис.8.1,6) полагая допустимые потери колебательной мощности в дросселе менее 5% при соотношении добротностей контура Q₀ и дросселя Q_L оценивается как

L_б1>>40L_k (8,16)

Емкость блокировочного конденсатора С_б1 (см.рис.8.1,6) может быть выбрана из условия отсутствия в рабочем диапазоне частот резонанса последовательного контура L_б1 ,С_б1 могущего привести к резкому шунтированию коллекторного колебательного контура. Это условие будет выполнено, если резонансная частота будет меньше минимальной рабочей частоты f_min. Допустим, что f_min>(3-5)f_б тогда

С_б1(0,30,6)10⁶/ f²_минL_б1 (8,17)

*Полупроводниковый терморезистор прямого подогрева, у которого изменение сопротивления термочувствительного элемента происходит за счет выделяющейся на нем мощности или вследствие изменения температуры окружающей среды [13] .

где С_б1 -в пф;

L_б1 - в мкгн;

f_min- в МГЦ

В цепи базы (см.рис.8.2) емкость блокировочного конденсатора может быть выбрана из тех же соображений, что и емкость С_б1 (см. формулу (8.I5))

С_б2(2040)С_вх (8,18)

Величина индуктивности блокировочного дросселя L_б2 (см. рис.8.2,б) во избежание шунтирования входной цепи транзистора. (при условии протекания через дроссель примерно 5-10% тока) должна удовлетворять соотношению

L_б2(24)R_вх/f (8,19)

Где L_б2 - в мкгн;

f - в Мгц;

R_вх - входное сопротивление транзистора для первой гармоники базового тока в омах. Емкость блокировочного конденсатора С_б2 выбирается из тех же соображений, что и емкость С_б1 формула ( 8.17 )

C_б2` (0,30,6)10⁶/f²_минL_б2 (8,20)

При автоматическом смещении (см.рис.8.3,а,б,г) емкости конденсаторов С_э и С_б можно выбрать из условия допустимого падения напряжения на емкости при ее разряде. Задаваясь допустимым падением напряжения на 5%, подучим

С_б10×10⁶/f×R_б (8,21)

С_э10×10⁶/f×R_э (8,22)

где C - в пф;

f— в МГц;

R- в Омах.

В ряде практических случаев с целью уменьшения числа элементов схемы ограничиваются минимальным числом блокировочных элементов, мирясь с неизбежными потерями в колебательной мощности в питающих цепях. Например, можно упростить цепь питания базы при параллельной системе питания за счёт отказа от блокировочных элементов L_б2,C_б2. (см.рис.8.2,б).На рис. 8.3,в и 8.4,б показаны такие более простые схемы питания базовой цепи, в которых отсутствуют оба или один из этих блокировочных элементов.

Расчет цепи питания каскада состоит в определении величины потребляемой каскадом мощности Р_потр , которая складывается из мощностей Р_о , расходуемой в коллекторной цепи, Р_см , потребляемой в базовой цепи, Р_всп , выделяемой во всех элементах схемы ( в делителях напряжений, гасящих резисторах и т.д.)

Р_потр=Р₀+Р_см+Р_всп (8,23)

§ 9. РАСЧЁТ ВЫХОДНОГО КАСКАДА - МОЩНОГО УСИЛИТЕЛЯ

ВЫСОКОЙ ЧАСТОТЫ

Исходными данными для расчёта являются: полезная мощность Р_пол в режиме несущих колебаний, рабочая частота f (длина волны ) или диапазон частот (длина волн), сопротивление нагрузки (активная составляющая rн и реактивная составляющая Х_н ), вид амплитудной модуляции и максимальный коэффициент модуляции м , полоса частот ΔF спектра модулирующего колебания и максимальная частота модуляции F_макс , интервал температур t_min+t_max окружающей среды,

Основным требованием Р_пол, предъявляемым к выходному каскаду радиопередатчика, является обеспечение требуемой мощности ,выделяемой в сопротивлении нагрузки R_н на заданной частоте (или в заданном диапазоне частот) при высоком коэффициенте полезного действия каскада. В случае осуществления модуляции в выходном каскаде добавляется также требование обеспечения в этом каскаде полосы пропускания частот, определяемой требуемым частотным спектром амплитудно-модулированного колебания. Наиболее полно этим требованиям удовлетворяет сложная схема выходного каскада (рис. 9.1), когда коллекторная цепь транзистора связана с нагрузкой через промежуточный контур.

Рис. 9.1. Принципиальные схемы выходного каскада радиопередатчика с амплитудной модуляцией:

а - с базовой модуляцией смещением;

б - с коллекторной модуляцией.

Нагрузкой выходного каскада является входное сопротивление либо антенны, либо фидера, соединяющего выходной каскад с антенной. В транзисторных связных радиопередатчиках переносного типа выходной каскад во многих случаях работает непосредственно на антенну.

В качестве антенны коротковолновых транзисторных радиопередатчиков часто используется несимметричный (штыревой) вибратор, длина которого по конструктивным соображениям гораздо меньше длины волны радиопередатчика. Входное сопротивление такой антенны является комплексным и меняющимся в широких пределах в диапазоне волн. Для получения чисто активного входного сопротивления антенны, как правило, антенную цепь делают настроенной. Для настройки могут быть применены катушки с переменной индуктивностью (вариометры) и конденсаторы переменной емкости.

В качестве антенн маломощных радиопередатчиков в ряде случаев например, для радиопердатчиков, работающих вблизи водной поверхности, используются ферритовые антенны, которые могут работать в непосредственной близости к проводящей поверхности (морской воде или хорошо проводящей земле). Они просты в настройке и имеют небольшие размеры. Однако к.п.д. ферритовой антенны чрезвычайно низок (меньше десятых долей процента в диапазоне коротких волн) [14] . Входное сопротивление антенны можно представить как

Z_a=r_a+jX_a ( 9.1 )

где r_а и Х_а - соответственно активная и реактивная составляющая входного сопротивления антенны.

Входное сопротивление антенны при длине антенны много меньше длины волны (L<) характеризуется малым активным сопротивлением (единицы Ом) и большим реактивным (емкостным) сопротивлением (тысячи Ом). Это приводит к тому, что величина входного сопротивления сильно зависит от условий работы антенны, например, от расположения ее относительно соседних предметов, климатических условий и т.д., и будет изменяться при изменении этих условий.

Включение входного сопротивления антенн в коллекторную высокочастотную цепь транзистора может быть осуществлено либо непосредственно (так называемая простая схема каскада) (рис.9.2), либо Через промежуточный контур L , C ( так называемая сложная схема) (рис.9.3).

В этом случае составляющие входного сопротивления антенные, r_a, X_a вместе с сопротивлениями элементов настройки L_в или С_п и связи L_св или C_св образует антенный контур

. Таким образом, в случае простой схемы высокочастотная коллекторная цепь транзистора состоит из антенного контура. а в случае сложной схемы из двух связанных контуров: промежуточного и антенного.

Рис 9,2 Простая схема выходного каскада

Коэффициент полезного действия антенного контура определяется как

_ак=r_а/r_a+r_потр (9,2)

где r_пот - сопротивление потерь в антенном контуре

При работе выходного каскада на антенну, длина которой l< , имеют место некоторые особенности.

а) Малая величина активной составляющей входного сопротивления антенны r_a приводит к низкому к.п.д. антенного контура, так как в этом случае величина r_a оказывается сравнимой с величиной сопротивления потерь в антенном контуре r_пот, либо даже меньше её.

б) малая величина емкости антенн СA , сравнимая с паразитными емкостями схемы и к тому же меняющаяся при изменении внешних условий работы антенны, приводит к расстройке антенного контура, а следовательно, и к изменению режима работы транзистора. Для того чтобы относительные изменения общей емкости контура были бы малыми, параллельно антенне подсоединяют конденсатор. Практика показывает [14] , что величина емкости этого конденсатора должна превышать емкость примерно в 5 раз. Однако к.п.д. антенного контура при этом уменьшается примерно во столько же раз, так как в контуре происходит трансформация величины сопротивления r_a в более низкую.

Рис9.3. Сложная схема выходного каскада: а— с настройкой антенного контура катушкой индуктивности L_в ; б - с настройкой антенного контура конденсатором С_п .

В радиостанциях с выносной антенной, связанной с выход радиопередатчика при помощи коаксиального кабеля, выходной каскад радиопередатчика будет нагружен на выходное сопротивление R_вх . коаксиального кабеля. Это сопротивление может быть активным, равным по величине волновому сопротивлению кабеля (в предположении, что в кабеле достигнут режим бегущей волны при к.б.в., близком к единице), либо комплексным , имеющим активную r_вх и реактивную Х_вх составляющие сопротивления (при к.б.в. <1), т.е. входное сопротивление коаксиального кабеля в общем случае

Технический расчет выходного каскада радиопередатчика ведется в порядке, изложенном. в §4 данного руководства.

ВЫБОР ТИПА ТРАНЗИСТОРА.

Выбор типа транзистора для выходного каскада производится по допустимой мощности рассеивания Ppдоп возможности его нормальной работы в заданном диапазоне частот, как это показано в § 6.

При определении мощности, рассеиваемой транзистором в режиме Амплитудно - модулированных колебаний [см. формулы 6.7 и 6.8 , исходят из величины колебательной мощности несущих колебаний P_~н, , которая связана с величиной полезной мощности соотношением

Р_н=Р_пол/_к_ак (9,3)

где _к, и _ак - соответственно к.п.д. промежуточного и антенного контуров выходного каскада.

Для определения P_~н следует задаться величиной _к , которая для контура выходного каскада лежит в пределах 0,8-0,9, а величину _ак , ориентировочно найти по формуле (9.2), приняв r_д=r_н и оценив сопротивление потерь как

R_оптХ_н/Q_о (9,4)

где Q₀ - добротность антенного контура без учета активной составляющей r_н сопротивления нагрузки.

Величина Q₀ в диапазоне коротких волн составляет примерно 50 - 100, а в длинноволновой части диапазона у.к.в. - 100-120, Величины r_н и X_н указаны в исходных данных для расчета выходного каскада.

Учитывая некоторую неточность расчетов и разброс параметров транзистора, величину мощности P_~н , полученную по формуле (9.3), целесообразно увеличить на 20 - 30% и далее в расчете использовать эту величину мощности.

ВЫБОР СХЕМЫ ВЫХОДНОГО КАСКАДА

В практических схемах радиопередатчиков выходной каскад, как правило, выполняется по сложной схеме, которая по сравнению с простой схемой допускает точную и в более широких пределах регулировку величины сопротивления R_к в коллекторной цепи транзистора и позволяет уменьшить влияние изменения сопротивления нагрузки на режим работы выходного каскада.

Простая схема выходного каскада находит себе применение лишь в маломощных радиопередатчиках, в которых основными и решающими требованиями являются малые габариты, вес, простота управления и экономичность.

При выполнении выходного каскада по сложной схеме связь антенного контура с промежуточным может быть трансформаторной, автотрансформаторной иди емкостной.

При выборе вида связи учитывают величину активной составляющей сопротивления нагрузки и применяемый орган настройки промежуточного контура. Например, если настройка контура осуществляется конденсатором переменной емкости, наиболее целесообразной является трансформаторная или автотрансформаторная связь. Однако при этих видах затруднительно осуществить между контурами малую связь, требуемую в ряде практических схем. В этих случаях является целесообразным применение емкостной связи, которая позволяет менять величину коэффициента связи в широких пределах вплоть до очень малых значений.

Связь между промежуточным и антенным контурами может быть как регулируемой, так и нерегулируемой. В радиопередатчиках, работающих .на фиксированной частоте или в узком диапазоне частот, связь с антенным контуром во время эксплуатации обычно не регулируют, что значительно упрощает конструкцию выходного каскада

Промежуточный контур выходного каскада в диапазоне коротких волн представляет собой настроенный в резонанс параллельный колебательный контур. Особенностью .транзисторных каскадов является низкое сопротивление R_k коллекторной цепи току первой гармоники, обеспечивающее работу транзистора в выбранном режиме. Для получение требуемой величины сопротивления R_k можно или использовать неполное включение колебательного контура в коллекторную цепь транзистора или применить контур с низким характеристическим сопротивлением р . Низкое значение р достигается увеличением емкости контура и соответственно уменьшением его индуктивности. Однако последний способ нецелесообразен по конструктивным соображениям , особенно при работе на достаточно высоких частотах, так как затруднительно выполнить катушку с индуктивностью, величина которой становится сравнимо с величиной собственной индуктивности соединительных высокочастотных проводов, при навесном монтаже элементов схемы. Кроме того, малая величина индуктивности приводит к низкой добротности контура .

Учитывая сказанное, также то, что неполное включение колебательного контура в цепь коллектора ослабляет влияние выходного сопротивления транзистора на сопротивление контура, применение неполного включения контура является предпочтительным. Степень включения контура характеризуется коэффициентом включения.

p= U_k / U_конт (9,5)

где U_k - амплитуда коллекторного напряжения;

U_конт - амплитуда напряжения на контуре.

С учетом коэффициента включения р сопротивление коллекторной цепи

R_к=р²Q (9,6)

где Q - добротность контура в нагруженном состоянии. Настройка промежуточного контура в резонанс при. работе каскада на фиксированной частоте. или в узком диапазоне частот осуществляется при помощи подстроечного конденсатора или катушки с подстроечным сердечником. Последняя является в ряде случаев предпочтительней, так как подстроечный конденсатор имеет большие габариты и увеличивает минимальную емкость контура.

При работе радиопередатчика в нижней части, диапазона, .у.к.в. в высокочастотной цепи мощного выходного каскада наиболее целесообразным является использование П-образного фильтра нижних частот (рис.9.4), позволяющего удобно согласовывать нагрузки с малым активным сопротивлением и производить подавление высших гармонических составляющих коллекторного тока транзистора. Регулировку контура производят подстрочными конденсаторами C₁ на схеме рис.9.4,а и C₃ на схеме рис.9.4,6). Конденсатор контура со стороны выхода транзистора может отсутствовать (рис.9.4,б),так как его функцию выполняет выходная емкость транзистора.

Рис.9.4. Сложная схема выходного каскада с П-образным фильтром: а - с "заземленным", коллектором; б - с "заземленным" эмиттером.

При составлении схемы выходного каскада немаловажным является выбор электрода, который предполагается соединить с металлическим основанием (шасси) или корпусом устройства. Этот выбор в значительной степени определяется конструкцией транзистора. Обычно с основанием соединяют вывод эмиттера транзистора. Однако если с корпусом транзистора соединен вывод коллектора, то рекомендуется (3 основанием соединить коллектор (рис 9.4,а), так как это облегчает отвод тепла от? транзистора и его крепление на основании

Для увеличения мощности выходного каскада могут быть использованы двухтактная схема (рис9.5) или параллельное соединение транзисторов. Следует отметить, что параллельное соединение транзисторов при практическом выполнении встречает ряд трудностей, из которых основными являются необходимость идентичности транзисторов по входному сопротивлению и коэффициенту .усиления, склонность схем к паразитным колебаниям, уменьшение входного сопротивления и сопротивления коллекторной цепи. Как правило, увеличения мощности n параллельно соединенных транзисторов в n раз не удается получить из-за неравномерного распределения входной и выходной мощности транзисторов вследствие разброса их электрических параметров. При параллельном соединении транзисторов схема каскада должна содержать цепи, которые вводят изоляцию между транзисторами, т.е. в той или иной степени разделяют транзисторы друг от друга. Примеры схем с параллельным соединением транзисторов приведены на рис.9.6.

Рис.9.5. Двухтактная схема выходного каскада.

Двухтактные схемы для правильной работы также требуют идентичности параметров транзисторов. Учитывая что это требование на практике выполнить полностью не удается, в схеме должны быть предусмотрены элементы регулировки для получения симметричной работы транзисторов. Например, в схеме на рис.9.5 во входной цепи катушки связи L₁ и L₂ имеют отдельные подcтроечные сердечники для регулировки амплитуды входного напряжения каждого транзистора

Выбор схемы выходного каскада заканчивается выбором системы питания электродов транзистора и схемы осуществления модуляции. На основании требований к выходному каскаду составляется примерная принципиальная схема каскада.

Рио.9.6. Схема выходного каскада с параллельным соединением транзисторов: а - для верхней -части диапазон коротких волн; б - для нижней части диапазона коротких волн.

ЭНЕРГЕТИЧЕСКИЙ РАСЧЕТ РЕЖИМА ТРАНЗИСТОРА

Энергетический расчет режима транзистора выходного каскада при амплитудно-модулированных колебаниях ведется по методике, приведенной в § 7,п.Б.

Расчет модулированного каскада начинается с расчета максимального режима на колебательную мощность

Р_макс=Р_н(1+m)²

Расчет принято выполнять для максимального коэффициента модуляции м, хотя при работе радиопередатчика средний статический коэффициент модуляции составляет примерно 0,3-0,4. Угол отсечки коллекторного тока для получения достаточно высокой величины колебательной мощности транзистора при одновременном обеспечении сравнительно высокого к.п.д.  транзистора и хорошей линейности статической модуляционной характеристики выбирается равным: в случае базовой модуляции смещением =90-110° в случае коллекторной модуляции  = 80-90°. Напряжение коллекторного питания выбирается из соотношений (7.9). (7.11).

ПОСТРОЕНИЕ СТАТИЧЕСКОЙ МОДУЛЯЦИОННОЙ ХАРАКТЕРИСТИКИ

Статическая модуляционная характеристика представляет собой зависимость амплитуды первой гармоники коллекторного тока от модулирующего напряжения (ом.рис.2.2, 2.3). Точный расчет статической модуляционной характеристики достаточно сложен и трудоемок. На практике для простоты часто реальную статическую модуляционную характеристику заменяют идеализированной характеристикой, имеющей вид прямой линии. Расчёт и построение такой характеристики производится по двум точкам. Первая точка соответствует максимальному режиму и определяется током I_кмакс и напряжением Е_кмакс или Е_бмакс. Вторая точка определяется при модуляции на базу смещением координатами

Ik₁=0 и напряжением запирания E_бмакс=-U_б+Е_б, при модуляции на коллектор координатами Ik₁=0 и E_k=0. В обоих случаях характеристика изображается прямой, соединяющей эти точки. Расчёт производится только для максимального режима, а величины, характеризующие режим несущих колебаний, определяются путем пересчёта, как это дано в § 7 п.Б, п.В.

РАСЧЁТ КОЛЛЕКТОРНОЙ КОЛЕБАТЕЛЬНОЙ СИСТЕМЫ

ВЫХОДНОГО КАСКАДА СЛОЖНОЙ СХЕМЫ , С НЕРЕГУЛИРУЕМОЙ СВЯЗЬЮ МЕЖДУ КОНТУРАМИ

Коллекторная колебательная система выходного каскада в диапазоне коротких волы обычно представляет собой два связанных между собой параллельных резонансных контура (см.рис.9.1 и 9.3). При расчёте такой системы предполагается известными: рабочая частота f (или диапазон частот), сопротивление нагрузки (r_н, Х_н)* сопротивление коллекторной цепи R_н , к.п.д. промежуточного контура _к, к.п.д. антенного контура _ак . Кроме того, выбрана схема выходного каскада.

Величина R_н бывает известна после расчёта режима транзистора, а величины _к и _ак были выбраны при, определении требуемой колебательной мощности выходного каскада (см.п.1). При расчете колебательной системы также должна быть известна выходная проводимость транзистора У_вых , содержащая две составляющие, активную g_вых реактивную В_вых , обычно имеющую емкостной характер. Выходная проводимость транзистора, усредненная по первой гармонике коллекторного тока, может быть записана {7) как

(9.7)

где

(9,8)

_к=r_бС_ка (9,9)

R_вых1- активная составляющая выходного сопротивления транзистора, усредненная по первой гармонике коллекторного тока. При работе транзистора на частотах f<<f_вх в режиме коллебаний 2-рода (с отсечкой тока коллектора) с низким сопротивлением нагрузки активная составляющая g_вых слабо влияет на режим работы каскада (так как ^. ^^ ==^ ^ ). Поэтому приближенно будем считать, что выходная проницаемость Транзистора

У_вых= jC_вых (9,10)

Расчет колебательной системы начинается с определения параметров промежуточного контура. Предполагается, что в расчётных формулах величины выражаются в следующих единицах: емкости- в.пф;

индуктивность - в мкгн; сопротивление - в омах; частота— в Мгц.

РАСЧЁТ ПАРАМЕТРОВ ПРОМЕЖУТОЧНОГО КОНТУРА

Предварительно задаемся величинами добротности Q₀ ненагруженного контура характеристикой контура  .Величина Q₀ для контуров коротковолнового диапазона может быть выбрана ориентировочно в пределах 50-120. При выборе величины характеристики контура следует иметь в виду соображения, приведенные в п.2 данного параграфа. Кроме того, надо учесть, что высокое значение  приводит к большой величине (при требовании величины добротности нагруженного контура Q>>1) резонансного сопротивления контура получения сравнительно низкого сопротивления коллекторами цепи необходимого для работы транзистора в выбранном режиме при высоком значении  приходится существенно уменьшать коэффициент включения контура в коллекторную цепь транзистора, не всегда удобно в конструктивном отношении. Учитывая это, величину характеристики у можно рекомендовать выбирать в пределах 50-70 ом при этом емкость контура С=(7-10) Далее определяем резонансное сопротивление ненагруженного контура из условия получения требуемой величины к.п.д. контура

R₀=R_к/(1-_к) (9,11)

Находим коэффициент включения контура

(9,12)

Определяем емкость контура

С=15910³/ f (9,13)

Емкость конденсатора, включенного в контур находится как

С_к=с-(С_м+р²С_вых+С₀) (9,14)

где С_м - емкость монтажа;

С_вых - выходная емкость транзистора;

С₀=С₁С₂/(C₁+C₂)- емкость делителя напряжения, если используется емкостная связь (рис.9.1,а);

р - коэффициент включения.

Так как не все емкости известны, то при расчёте ими можно задаваться ориентировочно :

С_м =3-10 пф; С₀ =15 - 30 пф

При работе каскада на фиксированной частоте для начальной настройки контура может использоваться построечный конденсатор, среднее значение емкости которого выбирается примерно равным С_п 5-20 пф.

Величина индуктивности контура определяется из условия резонанса на рабочей частоте.

L=25300/f²C² (9,15)

РАСЧЁТ ПАРАМЕТРОВ АНТЕННОГО КОНТУРА_

По известной величине реактивной составляющей сопротивления нагрузки, имеющей емкостной характер, заходим емкость

C_н=15910³/fX_н (9,16)

Полагая, что емкость C_н является емкостью антенного контура, определяем индуктивность контура из условия его резонанса на рабочей частоте

L_ак=25300/f₂C_н (9,17)

Активное сопротивление контура складывается из сопротивления нагрузки rн и сопротивления r_пот см.формулу (9.4Л)]

r_ак=r_н+r_пот (9,18)

Определяем величину индуктивности катушки L_в, настройки антенного контура (си.рис.9.3, а).

При трансформаторной и автотрансформаторной (рис.9.3,а) связях.

L_в=L_ak-L_св (9,19)

Причем L_св при трансформаторной связи можно принять

L_св=(0,2-0,5)L (9,20)

При емкостной связи

L_в=L_ак (9,21)

РАСЧЁТ СВЯЗИ МЕЖДУ КОНТУРАМИ

Связь между промежуточным и антенным контурами должна быть найдена из условия получения требуемой величины R_k . Для определения необходимой величины сопротивления Х_св связи воспользуемся соотношением ( 9.11 ) и подставим в него к.п.д. _к промежуточного контура

=r_вн /r_вн+r_к (9.22)

где

r_вн - вносимое активное сопротивление ;

r_ак - активное сопротивление антенного контура;'

r_к - сопротивление потерь. После преобразования соотношения (9.11) с учётом выражения (9.22)получаем

(9.23)

По известной величине Х_св получаем

при трансформаторной связи(см.рис.9,3б) М= 0,159Х_св/f

при автотрансформаторной связи (см.рис.9,3а) L_св=0,159Х_св/f

при ёмкостной связи (см.рис.9,1а) C₂=15910³/fX_св

В заключении расчёта следует убедиться, что колебательная система обеспечит нормальное прохождение частот модуляции, т.е. выполняется условие

ff/Q (9,24)

где

f =2F_макс-ширина полосы частот спектра при амплитудной модуляции;

F_макс -максимальная частота модуляции;

f -рабочая частота;

Q=Q₍₎(1-_к)-добротность нагруженного промежуточного контура.

В колебательной системе выходного каскада, кроме параллельного. резонансного контура, может быть использован П-образный фильтр нижних частот (см.рис.9.4). Рекомендации по расчёту такого вида колебательной системы можно найти в литературе, например, в работе [2] .

ОПРЕДЕЛЕНИЕ ИСХОДНЫХ ДАННЫХ ДЛЯ РАСЧЁТА ВОЗБУЖДАЮЩЕГО КАСКАДА

Требования к возбуждающему (предыдущему) каскаду в основном сводятся к обеспечению величины мощности, необходимой для возбуждения модулируемого каскада. В случае базовой модуляции смещением предыдущий каскад должен обеспечить мощность возбуждения, найденную при расчёте максимального режима, т.е.

P_возб=Р_~макс (9,25)

Амплитуда напряжения возбуждения во время модуляции не меняется, поэтому величина амплитуды берется равной U_бмакс , полученной при расчёте максимального режима, т.е.

U_возб=U_кмакс (9,26)

При коллекторной модуляции мощность возбуждения резко изменяется за период модуляции, достигая максимума в режиме запирания коллекторной цепи, когда ток базы достигает наибольшего значения. Ориентировочно можно считать, что наибольшее значение мощности возбуждения превышает мощность в максимальном режиме примерно в 3-4 раза [6] . Поэтому предыдущий каскад должен обеспечить мощность возбуждения

Р_возб=(3-4)P_бмакс (9,27)

Амплитуда напряжения возбуждения при работе модулированного каскада остается неизменной и ее принимаем равной U_бмакс

Величины активной и реактивной составляющих входного сопротивления определяются как

R_вхU_вых²/2P_возб (9,28)

Х_вх = 15910³/fC_вх (9,29)

где

C_вх =_вх/_б- входная емкость транзистора в открытом состоянии;

_вх и _б - постоянная времени входной цепи и сопротивление базы транзистора.

Следует также отметить , что из-за сильно меняющегося тока базы модулированного каскада существенно изменяется входное сопротивление этого каскада, а следственно, и сопротивление, вносимое зз контур предыдущего каскада. Отмеченную особенность надо иметь в виду при проектировании предыдущего каскада.

Заметим, что этот недостаток в значительно меньшей степени будет проявляться, если в процессе коллекторной модуляции напряжение смещения в цепи базы не остается постоянным (за период модуляции), а автоматически изменяется за счёт автосмещения в цепи базы. Однако этот метод модуляции относится уже к комбинированному истребует несколько иного расчёта режима модулированного каскада , так как если режимы в максимальных точках для этих методов модуляции будут одинаковы, то режимы несущих колебаний будут иметь существенное расхождение.

ОПРЕДЕЛЕНИЕ ИСХОДНЫХ ДАННЫХ ДЛЯ РАСЧЕТА МОДУЛЯТОРА

Для проектирования модулятора должны быть заданы величины амплитуды модулирующего напряжения U_мод и мощности P_мод,

отдаваемой модулятором, которые определяются на основе данных расчета режима модулированного каскада. Из-за трудностей достаточно точного расчета базового тока транзистора на повышенных частотах определить мощность P_мод для случая базовой модуляции смещением оказывается возможным лишь ориентировочно.

А.СЛУЧАЙ БАЗОВОЙ МОДУЛЯЦИИ

1.Амплитуда модулирующего напряжения

U_мод=Е_бмакс-Е_бн

2.Мощность отдаваемая модулятором

Р_мод=U_модI_мод/2

Б.СЛУЧАЙ КОЛЛЕКТОРНОЙ МОДУЛЯЦИИ

1.Амплитуда модулирующего напряжения

U_мод=mЕ_кн

2.Амплитуда тока нагрузки модулятора

I_мод=m I_кон

3.Мощность отдаваемая модулятором

Р_мод=I_модU_мод/2= I_конЕ_кн m²/2=Р_онm²/2

Для получения, требуемой мощности Р_мод при высоком к.п.д. оконечный каскад модулятора радиопередатчика с коллекторной модуляцией, выполняется, как правило, по двухтактной схеме.

РАСЧЕТ ЭЛЕМЕНТОВ СХЕМЫ ПИТАНИЯ

При расчете элементов схемы питания выходного каскада .можно исходить из рекомендаций, данных в § 8.

В случае амплитудной модуляции в выходном каскаде на величины блокировочной емкости С_б1 при коллекторной модуляции (см. рис.9.1,6) и С_б2 при базовой модуляции (см.рис.9.1,а) накладываются дополнительные условия отсутствия недопустимых завалов частотной характеристики со стороны высоких частот модуляции, т.е.

1/2F_максС_бR_мод (9,30)

или

С_б  10/2F_максR_мод (9,31)

где R_мод - сопротивление нагрузки модулятора

С_б1=С_б или С_б2=С_б в зависимости от какой цепи рассчитывается блокировочная ёмкость.

§ 10. РАСЧЕТ КАСКАДА ПРОМЕЖУТОЧНОГО УСИЛИТЕЛЯ ВЫСОКОЙ ЧАСТОТЫ

Исходными данным для расчета являются мощность возбуждения Р_возб , амплитуда напряжения возбуждения U_возб , и составляющие

входного сопротивления R_вх, Х_вх выходного каскада, рабочая f частота (или диапазон частот), интервал температур t_min+t_max

окружающей среды. Каскад работает в режиме немодулированных колебаний.

Как уже говорилось в § 2, промежуточный усилитель может состоять либо из одного, либо из нескольких каскадов. Возбудителем выходного каскада радиопередатчика является каскад помехоустойчивого усилителя, связанный с базовой цепью транзистора выходного каскада. Колебательная мощность P_~пред этого каскада, будем называть его предыдущим каскадом, слагается из мощности Р_возб , идущей на возбуждение последующего, т.е. выходного каскада, и мощностей потерь в коллекторном контуре предыдущего каскада и в элементах связи с базой транзистора последующего каскада. Ввиду того, что базовый ток транзистора последующего каскада, а значит, и Р_возб существенно меняются при колебаниях режима этого каскада (особенно при осуществлении коллекторной модуляции в каскаде) для повышения устойчивости работы радиопередатчика обычно допускают потери в коллекторном контуре предыдущего каскада того же порядка, что и величина мощности возбуждения. Соответственно используют неполную связь коллекторного контура предыдущего каскада с входной цепью последующего каскада. Вследствие этого к.п.д. коллекторного контура промежуточного каскада бывает сравнительно невысоким 0,3-0,5 и снижается коэффициент усиления на каскад. Однако это не является серьезным недостатком, так как промежуточный каскад потребляет; от источника питания гораздо меньшую мощность, чем выходной и влияние его к.п.д. на общий к.п.д. радиопередатчика будет меньше, чем выходного. Эти же соображения следует иметь в виду и при расчете остальных каскадов промежуточного усилителя. При расчете каскада, связанного с задающим генератором, надо обратить внимание на ослабление влияния изменения режима во входной цепи этого каскада на режим работы задающего генератора. Для этого усилитель надо поставить - в режим, обеспечивающий по возможности малый базовый ток, т.е. каскад должен работать в недонапряжённом режиме. Если промежуточный усилитель имеет лишь один каскад, то можно рекомендовать граничный режим работы транзистора этого каскада и неполную связь его базовой цепи с коллекторным контуром задающего генератора.

Расчет каскада ведется в последовательности, данной в § 4.

ВЫБОР ТИПА ТРАНЗИСТОРА

Выбор типа транзистора производится по допустимой мощности рассеивания транзистора Р_рдоп и возможности его нормальной работы в заданном диапазоне частот, как это указано в § 6 п.А. Предварительно, задавшись к.п.д. коллекторного контура каскада в пределах (0,3-0,5), определяют величину колебательной мощности

Р_~пред=Р_возб/_к (10,1)

Исходя из этой величины Р_~пред и задавшись ориентировочно к.п.д. транзистора  , находят по формуле (6.6) мощность рассеивания на коллекторе транзистора и по формуле (6.5) мощность рассеивания транзистора. Учитывая, что транзистор работает в граничном режиме и выполняется условие f<<f_ можно считать, что величина  будет не хуже 0,6. Если режим транзистора выбирается недонапряженным, то к.п.д. принимается равным =0,3-0,5.

ВЫБОР СХЕМЫ ПРОМЕЖУТОЧНОГО КАСКАДА

На рис.10.1 показаны некоторые из возможных схем промежуточных каскадов. В качестве коллекторной колебательной системы промежуточного каскада в диапазоне коротких волн используется настроенный параллельный контур, нагруженный на входное сопротивление последующего

каскада. Входное сопротивление является комплексной величиной и может быть представлено как

1/Z_вх=1/R_вх+j1/X_вх (10,2)

где R_вх и Х_вх — активная и реактивная составляющие входного сопротивления последующего каскада.

Колебательный контур частично подключается к коллектору транзистора предыдущего каскада и базовой цепи транзистора последующего каскада. На рис.10.2 показана эквивалентная схема колебательной системы предыдущего каскада, где X1, Х2, X3, X4 означают реактивные сопротивления, образующие колебательные контур; Х_вх - реактивная составляющая выходного сопротивления транзистора предыдущего каскада; R_вх и Х_вх -активная и реактивная составляющие входного сопротивления транзистора последующего каскада.

Коэффициент включения контура (см.рис.10.2) со стороны коллектора транзистора предыдущего каскада

Рис.10.1. Принципиальные схемы промежуточных каскадов радиопередатчика с различными видами связи между предыдущими и последующими каскадами:

а - трансформаторная связь, р=С₁/(С₁+С₂) , р_б=М/L

б - автотрансформаторная связь р=L₁/L, р_б=L_св/L

в - ёмкостная связь р=L₁/L, р_б= С₁/(С₁+С₂), здесь р=U_к/U_конт

р_б=U_б/U_к – коэффициент включения контура; L=L₁+L₂

Рис10,2 Эквивалентная схема межкаскадной связи

Р=U_к/U_конт (10,3)

и со стороны базы транзистора последующего каскада

Р_б=U_б/U_конт (10,4)

где U_k и U_конт- соответственно амплитуды коллекторного напряжения и напряжения на коллекторном контуре предыдущего каскада; U_б - амплитуда напряжения возбуждения последующего каскада (U_б=U_возб).

Для связи коллекторного контура промежуточного каскада с входной цепью последующего каскада на практике наиболее часто используются виды связей: трансформаторная (см.рис.10.1,а), автотрансформаторная (см.рис.10.1,6), емкостная (см.рис.10.1,в). При работе промежуточного каскада на фиксированной частоте или в узком диапазоне частот можно применить трансформаторную или автотрансформаторную связь, причем последняя позволяет упростить конструкцию каскада и его регулировку. Применение емкостной связи целесообразно в схемах, где настройка контура ведется вариометром. К достоинствам емкостной связи можно отнести возможность получения величины коэффициента включения (см.рис.10.1,в) вплоть до очень малых значений

р=С₁/C₁+C₂ (10,5)

Системы питания в коллекторной и базовой цепях транзистора промежуточного каскада могут быть выбраны на основании рекомендаций, данных в § 8.

В заключение составляется примерная принципиальная схема каскада.

ЭНЕРГЕТИЧЕСКИЙ РАСЧЕТ РЕЖИМА ТРАНЗИСТОРА

Энергетический расчет режима транзистора каскада промежуточного усилителя ведется по методике, приведенной В §7, п.А на колебательную мощность Р_пром.

Угол отсечки коллекторного тока для получения одновременно достаточно высокой величины коэффициента усиления К_р и к.п.д. выбирается равным 80 - 90°. Напряжение коллекторного питания выбирается согласно соотношению (7.9). Режим работы транзистора принимается граничным.

Если предполагается работа транзистора в недонапряженном режиме, то следует, предварительно определив величину коэффициента

использования коллекторного напряжения в граничном режиме гр по формуле (7.13), принять = (0,8-0,9)гр и далее использовать эту величину при расчете режима.

РАСЧЕТ КОЛЛЕКТОРНОЙ КОЛЕБАТЕЛЬНОЙ СИСТЕМЫ КАСКАДА ПРОМЕЖУТОЧНОГО УСИЛИТЕЛЯ, РАБОТАЩЕГО НА ФИКСИРОВАННОЙ ЧАСТОТЕ

При расчете считаются известными амплитуда напряжения возбуждения U_возб и составляющие входного сопротивления R_вх , Х_вх последующего каскада, амплитуда коллекторного напряжения U_к, сопротивление коллекторной цепи R_k , к.п.д. коллекторного контура k рассчитываемого каскада (после расчете транзистора каскада), рабочая частота f.

Величину выходной емкости С_вых транзистора рассчитываемого каскада определяем по формуле (9.8).

Порядок электрического расчета элементов коллекторной колебательной цепи может быть следующим.

Предварительно задаемся величинами добротности Q₀ ненагруженного коллекторного контура и его характеристикой  . Добротность для коротковолнового контура выбирается в пределах 50-120, а характеристика  , с учетом замечаний в п.п. 2 и 5, в пределах 50 - 70 ом.

При определении величин элементов схемы предполагается, что в расчетных формулах величины выражаются в единицах: емкость - в пф, индуктивность - мкгн, сопротивление - в омах. Частота колебаний в формулы подставляется в Мгц.

Резонансное сопротивление ненагруженного контура Ro, определяем условия получения ненагруженного контура R_к ,_к.

R₀=R_к/(1-_к) (10,6)

С учетом выбранных величин  и Qo необходимый коэффициент включения контура в цепь коллектора транзистора рассчитываемого каскада определится как

P= (10,7)

Коэффициент включения контура в цепь базы транзистора последующего каскада может быть найден из условия получения требуемой амплитуды возбуждения U_возб .Используя формулы (10.3) и (10.4), получаем

Р_б=рU_возб/U_к (10,8)

Емкость контура определяется по известной величине характеристики

С=15210³/f  (10,9)

Емкость контурного конденсатора можно найти как

C_к=С-(С_м+р²С_вых+р_б²С_вх) (10,10)

где С_вых - выходная емкость транзистора рассчитываемого каскада; С_вх - входная емкость транзистора последующего каскада; С_м - монтажная емкость ( С_м = 3 - 10 пф).

Индуктивность контура определится из условия его резонанса на рабочей частоте

L=25300/f²C (10,11)

Определим величину Элемента связи контура с базовой цепью последующего каскада.

Полагая, что выполняется условие R_вх >Х_cв . где Х_св - сопротивление связи, получим:

при трансформаторной связи (см. рис.10.1,а)

Мр_бL, L_св(0,20,4)L

при автотрансформаторной связи (см. рис.10,1,б)

L_свр_бL

при емкостной связи (см. рис.. 10,1,в)

C1=C0/(1-рб); С2=(С0/Рб) – Свх; С0=(С1С2)/(С1+С2)

РАСЧЕТ ЭЛЕМЕНТОВ СХЕМЫ ПИТАНИЯ

Питание цепей транзистора промежуточного каскада целесообразно осуществлять от общего источника питания радиопередатчика. При расчете элементов схемы питания можно использовать рекомендации, данные в §8. Если коллекторное напряжение транзистора промежуточного каскада ниже напряжения источника питания, то следует предусмотреть включение в цепь питания транзистора дополнительного резистора для получения требуемой величины Ек .

ОПРЕДЕЛЕНИЕ ИСХОДНЫХ ДАННЫХ ДЛЯ РАСЧЕТА ВОЗБУЖДАЮЩЕГО КАСКАДА

Величина мощности, необходимой для возбуждения каскада, принимается равной Рб~ т.е.

P_возб=Р_б~ (10.12 )

Амплитуда напряжения возбуждения должна быть равной U_б , т.е.

U_возб=U_б (10,13)

Величины активной и реактивной составляющих, входного сопротивления, являющегося нагрузкой возбуждающего каскада, соответственно

R_вхU²_возб/2Р_возб; Х_вх=15910³/fС_вх (10,14)

где С_вх=_вх/r_б

§ II. РАСЧЁТ ЗАДАЮЩЕГО ГЕНЕРАТОРА-АВТОГЕНЕРАТОРА

ВЫСОКОЙ ЧАСТОТЫ

Исходными данными для расчёта являются: величины мощности возбуждения P_возб и амплитуды напряжения возбуждения U_возб входное сопротивление последующего (возбуждаемого) каскада, рабочая частота f , интервал температур t_min-t_max окружающей среды, требования к стабильности частоты.

Задающие генераторы, как правило, работают при малых уровнях выходной мощности, величина которой доводится до требуемой последующим усилением в каскадах промежуточного и мощного усилителей. Расчёт автогенератора ведется из условия получения колебаний на заданной частоте при достаточно высокой стабильности частоты, что достигается соответствующим выбором типа транзистора, его режима, параметров колебательных цепей автогенератора. С целью повышения стабильности частоты в автогенераторе обеспечивается возможность работы с малым током базы и легкий тепловой режим чему способствует неполное использование транзистора по мощности, достигаемое снижением коллекторного напряжения и ограничением тока эмиттера за счет включения в его цепь резистора. С другой стороны, используется контур с высоким значением добротности и хорошими эталонными свойствами при малых коэффициентах их включения в коллекторную цепь транзистора.

Особенностью режима автогенератора является его работа с низкими к.п.д. =0,2-0,4 и к.п.д. коллекторного контура _к=0,1-0,2 . Режим транзистора автогенератора выбирается граничным или недонапряжённым.

На энергетические показатели и стабильность частоты автогенератора заметное действие оказывает наличие существенного угла запаздывания по фазе первой гармоники коллекторного тока от напряжения базы-эммитер даже при сравнительно низких частотах. При частотах , приближающихся к fвх , угол запаздывания настолько увеличивается, что во избежание работы транзистора за резко расстроенную коллекторную цепь этот угол запаздывания должж компенсироваться за счёт создания равного и противоположного угла сдвига по фазе в цепи обратной связи. В связи с этим для автогенератора желательно выбирать транзистор, частота fвх, которого гораздо выше рабочей частоты.

Как известно, баланс фаз в автогенераторе представляется в виде уравнения

_s +_оs +_конт =0 (11,11)

где _s- угол запаздывания по фазе первой гармоники коллекторного тока относительно управляющего напряжения;

_оs - угол запаздывания по фазе управляющего напряжения относительно коллекторного напряжения, взятого с обратным знаком;

_конт - угол запаздывания по фазе напряжения на коллекторе, взятого с обратным знаком, относительно первой гармоники коллекторного тока.

Точное определение угла у затруднительно, так как он зависит от частоты и режима работы транзистора. Ориентировочно можно считать его равным вх который бывает известен из расчёта режима транзистора. Угол вх в автогенераторе определяется элементами обратной связи и входным сопротивлением транзистора, причём последнее существенно зависит от рабочей частоты , режима работы и дестабилизирующих факторов и трудно поддается расчёту из-за нелинейности входной характеристики транзистора. К тому же сильный разброс параметров транзистора от экземпляра к экземпляру также делает такой расчёт ориентировочным.

При изменении углов _s и _ос во время работы автогенератора генерируемая частота и угол _конт изменяются, что приводит к уменьшению стабильности частоты, снижению мощности к.п.д. автогенератора. При проектировании цепи обратной связи следует стремиться для повышения стабильности, чтобы сдвиг фаз _s+_os был бы по возможности близок к нулю (тогда _конт=0). В связи с этим приобретает интерес схема автогенератора (см.рис.11.3) с элементами компенсации фазы в цепи обратной связи для получения _s+_os=0 . Расчёт автогенератора ведется в том see порядке, что и предыдущих каскадов.

ВЫБОР ТИПА ТРАНЗИСТОРА

Выбор типа транзистора для автогенератора производится, исходя из допустимой мощности рассеивания транзистора и условия малой входной инерционности на рабочей частоте.

Предварительно, задавшись величинами  (в пределах 0,2 - 0,4 )и _к ( в пределах 0,1 - 0,2 ), определяем колебательную мощность транзистора

Р_~=Р_возб/_к ( 11,2 )

и мощность рассеивания транзистора

Р_р Р_~ ( 11.3 )

где N = 1,5-2: - коэффициент запаса по мощности рассеивания, необходимый для обеспечения легкого теплового режима транзистора.

Тип транзистора выбирается с учетом соотношений

Р_рдоп>P_p и f<f_вх

Если предполагается, что транзистор будет существенно недоиспользован по мощности, то для определения крутизны S₀=₀S_б значение S_б берётся на начальном участке характеристики i_б=f_б(U_б)

ВЫБОР СХЕМЫ АВТОГЕНЕРАТОРА

Одноконтурные автогенераторы выполняются по схемам с автотрансформаторной (рис.11.1,а), емкостной (рис.11,1,6,г) и трансформаторной (рис.11.I,в) обратной связью. Характерной особенностью транзисторных автогенераторов является подача комбинированного смещения на базу. Это объясняется тем, что транзисторы имеют "правую" характеристику коллекторного тока i_к=f_к(U_б)* и для получения режима мягкого самовозбуждения на базу транзистора необходимо подавать начальное отпирающее напряжение смещения Е_бнач , при котором крутизна характеристики i_к=f_к(U_б) в точке покоя достаточна для самовозбуждения.

Рис .11.1. Схемы одноконтурных автогенераторов с различными видами обратной связи: а.-с автотрансформаторной; (б, г-с емкостной; в-с трансформаторной .

Это напряжение подается на базу транзистора от источника коллекторного питания с помощью делителя из резисторов R₁ и R₂,(см,рис.11.1). Для получения рабочего режима транзистора с отсечкой коллекторного тока  < 90° используется автосмещение за счёт базового или эмиттерного тока. Включение в цепь эмиттера сопротивления автосмещения позволяет ослабить влияние изменения температуры на постоянную составляющую тока коллектора транзистора .

В схемах автогенераторов (см. рис.11.1,а,б,в) при равных условиях изменения параметров транзистора вызывают одинаковую нестабильность частоты. Изменение же состава высших гармоник коллекторного тока (например, вследствие изменения угла отсечки ) в схеме с емкостной связью сказывается слабее, чем в двух других. Поэтому при требовании повышенной стабильности частоты предпочтение отдается схеме с емкостной связью.

Схемы, приведенные на рис.11.1,6,г, являются модификациями схемы с емкостной обратной связью и применяются в тех случаях, когда в схеме с емкостной обратной связью не удается реализовать высокую добротность контура из-за малой величины индуктивности контура. Включение емкости С позволяет уменьшить коэффициент включения контура в коллекторную цепь транзистора и тем самым повысить его характеристику  и индуктивность L так, чтобы увеличилась добротность контура.

На частотах, близких к f_a , автогенераторы обычно строятся по схеме с общей базой. Пример такого автогенератора дан на рис.11.2. В этой схеме колебательный контур включён между коллектором и базой транзистора, а обратная связь осуществляется через емкость C3 . В качестве реактивного сопротивления в цепи база—эмиттер используется входная емкость транзистора. На рис.11.3 приведена схема автогенератора с: индуктивно-емкостной обратной связью, позволяющей компенсировать фазовый сдвиг . Элементом компенсации фазы в цепи обратной связи является цепочка, состоящая из C1 и сопротивления R_ф=RR_вх/(R+R_вх)

Для уменьшения влияния входного сопротивления R_вх на величину R_ф сопротивление R выбирается в 3-5 раз меньше сопротивления R_вх .Применение шунтирующего сопротивления R приводит к потери высокочастотной мощности, но зато повышает стабильность частоты автогенератора.

Рис.11.2. Одноконтурный автогенератор по схеме с общей базой.

Угол _ас, который обеспечивает компенсирующая фазу цепочка определяется по формуле

_ас=arctg (1/_ос) (11,4)

где _ос=С₁R_ф постоянная времени цепи обратной связи автогенератора.

Выбор системы питания базовой и коллекторной цепей зависит от схемы автогенератора. Так, в схеме автогенератора с емкостной обратной связью применяется параллельная система питания как в базовой, так и в коллекторной цепи. В схеме с автотрансформаторной обратной связью последовательная система питания может быть использована лишь в одной цепи либо в коллекторной, либо в базовой.

При повышенных требованиях к стабильности частоты необходимо особое внимание уделять стабилизации напряжения питания и в первую очередь , напряжения, подаваемого на базу. При питании транзистора автогенератора от общего источника питания радиопередатчика для повышения стабильности напряжения питания предусматривают включение стабилитрона в цепь питания автогенератора (см.рис.3.1, 3.2). В заключение составляется примерная принципиальная схема автогенератора

РАСЧЁТ РЕЖИМА ТРАНЗИСТОРА

Энергетический расчёт режима транзистора автогенератора ведется на заданную колебательную мощность P_~ .

Режим работы транзистора выбирается граничным либо недонапряжённым. Предполагается, что резонансная частота контура автогенератора близка к частоте генерации, а добротность Q контура в нагруженном состоянии значительно больше единицы (Q>>1).

Величина постоянного напряжения на коллекторе выбирается из соотношения

Напряжение Е_к нежелательно выбирать слишком малым, так как с уменьшением Е_к резче проявляется зависимость выходной емкости С_вых транзистора от напряжения Е_к а значит, и влияние этой емкости на частоту автогенератора. Зная постоянную времени входной цепи , определяем параметр _вх

Величину угла  отсечки коллекторного тока находим, исходя из работы автогенератора в стационарном режиме. Угол отсечки зависит от отношения средней крутизны S_ср в стационарном режиме колебаний к крутизне S₀ и связан с этим величинами соотношением

S_ср/S₀_ (11,5)

где S_срI_к1/U_б, _=_(,_вх)

Обычно для автогенераторов величина отношения S_ср/S₀ лежит в пределах 0,25 - 0,4. Учитывая это, задаемся значением S_ср/S₀ и по известной величине j₁ и _вх находим по графику рис.7.3 угол отсечки . Для полученного угла определяем по таблицам 2 или по графикам рис.7.1, 7.2, 7.4 ’.

Коэффициент использования коллекторного напряжения в граничной режиме находится по формуле (7.13). При работе транзистора в недонапряжённом режиме  выбирается равным

=(0,6-0,8)_гр

Далее определяются

U_к=Е_к; Р₀= I_к0 Е_к

I_к=2Р_~/U_к Рк= Р₀- Р_~

I_к0=I_к1₀/_ = Р_~/ Р₀

Rк= U_к/ I_к1 U_б= I_к1/S₀_

Е_б=- U_бcos+ Е_б`

Коэффициент обратной связи находится как

К=U_б/ U_к

РАСЧЕТ КОЛЕБАТЕЛЬНОЙ СИСТЕМЫ ОДНОКОНТУРНОГО АВТОГЕНЕРАТОРА

При расчете считаются заданными: амплитуда напряжения возбуждения U_возб входное сопротивление последующего каскада (R_хв, Х_вх) сопротивление коллекторной цепи R_к , амплитуда коллекторного напряжения Uк , коэффициент К обратной связи, угол сдвига фазы к.п.д., _к контура автогенератора, частота f генерации. Выбрана схема автогенератора.

Электрический расчет параметров колебательной системы рассмотрим для случая, когда контур автогенератора будет настроен на частоту генерации и =0.

Требуемый угол сдвига фазы в цепи обратной связи определяем из условия баланса фаз (11.1)

_ос=-_s

Величину угла s принимаем равной величине _вх. Тогда

_ос_вх (11,6)

Если _вх >30 то в схеме автогенератора следует предусмотреть элементы компенсации фазы вх (например см.рис.11.3). При отсутствии корректирующей фазу цепи относительная расстройка контура может быть определена как

f/f₀=tg_конт/2 (11,7)

где =₀(1-к) - добротность нагруженного контура;

₀ - добротность ненагруженного контура;

f₀ - резонансная частота контура

Предварительно перед расчетом задаемся добротностью ₀ , контура и характеристикой , как это было показано в § 9 п.5. Далее определяем резонансное сопротивление ненагруженного контура, полагая _конт=0

R₀=R_к/(1-_к) (11,8)

Коэффициент включения контура в цепь коллектора для получения требуемого R₀ находится как

Р= (11,9)

При этом надо учитывать, что в схемах автогенераторов с автотрансформаторной ч емкостной обратной связью наибольшее значение р определяется формулой

(11,10)

По известной величине  определяются индуктивность L и емкость С контура, настроенного на частоту f ,

(11,11)

(11,12)

В этих формулах величины выражаются в единицах: R ,p-в Омах; L- мкгн; C - в пф; . f - в Мгц. Коэффициент включения контура в базовую цепь автогенератора найдется как

Р_б=рК (11,13)

Коэффициент включения контура в базовую цепь транзистора последующего каскада определяется из условия получения заданной амплитуды напряжения U_возб возбуждения этого каскада

(11,14)

Для осуществления коэффициентов включения в схемах рис.11.1,а и рис.11.3 приближенно имеем

; ;

Где L=L₁+L₂+L₃

В схеме рис 11.1,в

; ;

где L=L₁+L₂;

При определении емкости конденсатора, включенного в контур, следует учитывать входную C_вх и выходную С_вых емкости транзистора автогенератора, емкость монтажа и входную емкость С_{вх посл} транзистора последующего каскада

С_к=С-(рС_вых+р_б²С_вх+р_бпосл²С_вхпосл+С_м) (11,15)

Для схемы рис .11.1, г приближенно определяем

; ;

где С1’=С+С_вых; С2’=С2+С_вых

Ёмкостями С_м и С_вхпосл пренебрегаем тогда

; ;

где

Расчет элементов С1, R цепи, корректирующей фазу, в схеме автогенератора на рис.11.3 произведем приближенно с учетом условия (11.6). Тогда

(11,16)

где

Сопротивление резистора R ориентировочно примем равным величине r_б транзистора автогенератора, полагая, что R_вх>r_б, тал как транзистор работает на частоте f < f_вх . Сопротивление R_ф оценим примерно как

R_ф=(0,70,8)r_б (11,17)

Тогда

(11,18)

Модуль коэффициента передачи корректирующей цепи

(11,19)

где U_б` - напряжение на базе, пересчитанное к зажимам контура (см.рис11.4).

Коэффициент включения контура в базовую цепь транзистора находится по формуле

(11,20)

где К’=К К_ф

РАСЧЕТ ЭЛЕМЕНТОВ CXEMЫ ПИТАНИЯ

Расчет параметров цепи смещения транзистора ведется из условия получения выбранного режима работы транзистора и обеспечения ' условия самовозбуждения, которое при работе транзистора на частоте f

S₀`КR_к1 (11.21 )

где S₀’ - крутизна статической характеристики в начальной точке генерации. , При применении в базовой цепи транзистора комбинированного смещения, создаваемого делителем из резисторов R₁, R₂ и резистором R₃ автосмещения (см.рис.11.1), расчет цепи смещения начинается с определения величины фиксированного напряжения E_б0 смешения, создаваемого на резисторе R2 при протекании через делитель R₁, R₂ тока от источника коллекторного питания. Это напряжение при автосмещении за счет эмиттерного тока определяется приближенно формулой

Е_б0=Е_б - I_к0R₃ ( 11.22 )

Сопротивление R₃ выбирается с учетом соображений, приведенных в параграфе 8.

При автосмещенни за счет базового тока

Е_б0=Е_б+I_б0R_б ( 11.23 )

Сопротивление R_б желательно выбирать так, чтобы можно было обойтись без блокировочного дросселя в цепи базы (см.рис.11.1, а,б), т.е.

R_бХ_б (11.24)

где Х_б - сопротивление части контура между базой и коллектором. Зная величину Е_бо и задаваясь величиной тока через делитель (см. § 8), определяем сопротивления

(11.25)

где Е_к0 - напряжение источника коллекторного питания.

При проверке выполнения условия (11.21) требуется определить крутизну характеристики i_к =f_к(U_б) в начальной точке генерации. Для этого необходимо найти напряжение Е_бнач, которое будет на базе в этой точке. Аналитический расчет этого напряжения затруднителен и удобнее определить его графически, как это предложено в работе [7] . Напряжение Е_бнач найдется путем графического решения приближенного уравнения

(11.26)

Левая часть уравнения (11.26) описывается характеристикой i_к =f_к(U_б) Графическое решение уравнения показано на рис .11.5. Найдя Е_бнач и определив по характеристике i_к=f_к(U_б) крутизну S₀, при U_б = Е_бнач, проверяем выполнение условия (11.21).

Напряжение источника питания в коллекторной цепи находится как

Е_к0Е_к+I_к0R₃ (11.27)

Рис 11.5 Графическое определение параметра Е_бнач

Мощность потребляемая автогенератором от источника питания

Р_потр+Р₀+Р_см  I_к0Е_к0+I_дел²(R₁+R₂)+I_к0²R₃ (11,28)

Блокировочные элементы в схеме питания определяются согласно условиям

Параграфа 8

§ 12. ДАЛЬНЕЙШИЙ ПОРЯДОК ПРОЕКТИРОВАНИЯ

После того, как произведен технический расчет каскадов высокочастотного тракта радиопередатчика, определяется полная мощность, расходуемая на питание всех каскадов этого тракта радиопередатчика . Вычерчивается принципиальная схема высокочастотного тракта согласно ГОСТ 2.721-68 - ГОСТ 2.748-68, ГОСТ 2.750-68 и ГОСТ 2.751-68.

Далее производится конструктивный расчет элементов радиопередатчика, в результате которого определяются геометрические размеры катушек индуктивности (длина катушки, диаметр обмотки и каркаса), дросселей, конденсаторов переменной ёмкости. Резисторы и конденсаторы постоянной емкости, выключатели и т.д. выбираются готовыми по каталогам и справочникам радиодеталей.

Все расчеты, краткие пояснения к ним и описание конструкции представляются в виде пояснительной записки. Затем изготовляются чертежи конструкций отдельных блоков и всего радиопередатчика в

цепом. Указания по составлению пояснительной записки и изготовлению чертежей даны в работе [12].