Минаев Е.И. - Основы радиоэлектронники (1266569), страница 40
Текст из файла (страница 40)
Р<р Йхй Беря от (9.10) вторую производную и приравнивая ее нулю, видим, что это условие выполняется при )гз+ЗА — 1=0, откуда на'- ';: ходим, что й= 0,322 соответствует максимальной линейности фазочастотной характеристики. Усилитель является неискажающим (см. 5 2.5), если его коэффициент передачи постоянный н фазочастотная характеристи- .'": ка линейна для всей области усиливаемых частот и проходит через начало координат.
Следует отметить, что в реальных усилителях даже при максимально плоской амплитудно-частотной характеристике усиление '- в пределах полосы пропускания не является постоянным. Кроме 200 того, условия максимальной равно- *г мерности амплитудно-частотной и максимальной линейности фазочастотиых характеристик не совпадают. Сле- ааига довательно, реальный импульсный усилитель всегда искажает прямоугольный импульсный сигнал с широк ким частотным спектром.
Высокочастотная коррекция не устраняет искажения формы усиливаемого импульса, а лишь позволяет уменьшить вреа а мя нарастания его фронта. Таблица 9.1 позволяет судить, насколько УменьшаетсЯ вРемЯ нараста- тори ики ири различных ния благодаря коррекции. Это более чоииах козффициоита коррокнаглядно видно из рис.
9.4. Влияние ции й параметра й на время нарастания и выброс можно проанализировать с помощью табл. 9.1 и рис. 9.4, из которых видно, что переходная характеристика без выброса получается при коэффициенте коррекции /г(0,25. Таблица 9.1 0,30 0,45 0 0,1 02 025 0,35 0,4 0,5 0 55 0,75 0,69 0,64 0,87 0,59 0,53 0,51 О ! О /ч5 1,1 ! 2,6 0 0 4,2 1,3 1,4 1,5 ! ' 1 (1,15 1,8 1,6 1,7 1,75 /хааа//г Подставляя в выражение для /г значение частоты ого=1//7С, по. лучаем 'и= огг//Рт = /./ЯгС= рг/Рог = Яг Следовательно, коэффициент коррекции равен квадрату добротности.
Определим, находится резонансная частота ого последовательного резонанса выше или ниже частоты озг. По определению коэффициент коррекции /г=озгЕ//7. Подставляя сюда вм получаем /з /,//7гС ргЯг аз~о/ г//сг так как //рт=я/оог, то й=озойг/вг, откуда озо=озгдЧг. 201 Следовательно, частота резонанса соа значительно выше частоты юх. Например, при 5=0,25 частота резонанса соо=2юх.
Нетрудно показать, что добротность 11=0,5 и Й=ЯЯ=0,25 соответствуют границе между апериодическим н колебательным разрядами конденсатора. В самом деле, корни характеристического уравнения колебательного контура т/ь — ††) па †вещественны, если а юе. Граничный случай а=сап соответствует /т/2/.=сос или /т/соа/.=2, откуда Я=ее///т'=0,5. Поэтому при /с=ЯЯ(0,25 выброса в переходной характеристике ве будет. При проектировании импульсных усилителей обычно допускают небольшой (порядка 1%) выброс. Исходя из этого чаще всего берут й=0,35.
Из табл. 9.1 видно, что полоса при этом расширяется в 1,6 раза по сравнению с полосой пропускания некорректированного усилителя. Если задана верхняя частота корректироваиного усилителя /,„,„, то частота усилителя без коррекции в 1,6 раза меньше. Зная /х и определяя суммарную емкость С, нз формулы )х=1/2п/тС Рис. 9 В Схема видеоусилители с корректирующей Рсб-иепьн~ в амиттере можно определить сопротивление нагрузки усилителя Гс. Последовательная (сложная) коррекция импульсных усилителей.
В импульсных усилителях наряду со схемой простой коррекции применяются схемы сложной коррекции. Схема усилителя с такой коррекцией изображена на рис. 9.2,б. Применяются и другие более сложные схемы коррекции. Они позволяют дополнительно уменьшить время нарастания на 10— 50о/о по отношению ко времени нарастания при простой коррекции, когда коэффициент коррекпии берется равным 0,35. Коррекция в цепи эмиттера. Можно осуществить высокочастотную коррекцию в цепи эмиттера, включив в эмиттерную цепь кор- ректирующу|о /сС-цепь.
ст три На рис. 9.5 показана схема выходно- го видеоусилителя телевизора, в котором я применен транзистор КТ60!Л. Граничная рр» ° йеи частота транзистора данного типа очень высока (/,р — — 230 МГц). Поэтому при + м усилении частот видеотракта (/ „,= а- ьи гор „глр,л =6,5 МГц) можо считать, что сам тран- зистор не вызывает завала амплитуднола га частотной характеристики на верхних аргр частотах. Завал характеристики объяс- няется тем, что параллельно нагрузке (хи ир,а Й„ включена паразитная емкость С, образуемая выходной емкостью транзистора, емкостями соединительного провода и управляющего электрода кинескопа. В этом случае коэффициент переда- чи напряжения от базы до коллектора К=Ьсм (9.11) ' зн. + !Ьм.+ !)х.
' где параметры Ьам и Ьгм можно считать частотно-независимыми. Подставляя в (9.11) Лн=йн((1+1рмСмйн) н йа=йэ/(1+!гэбэ), получаем Ь|~,!! (!+)мС,Р.) '(9. 12) 1!+!вС !с)[6~и(!ч 1вС и )+!! (Ьн +!)) Нетрудно заметить, что при равенстве постоянных времени фЄи СЯ, выражение (9.12) принимает вид Переписываем его в следующем виде; '(9. 13) Из этого выражения следует, что в результате коррекции постоянная времени цепи нагрузки уменьшается в (Ь~!,+ (Ьз!,+1)Я,)/Ьн, раз и во столько же раз уменьшается коэффициент усиления на низких и средних частотах. Данный вид коррекции может быть назван компенсацией полюса нулем в выражении для коэффициента передачи (9.12), благодаря чему передаточная функция усилителя приобретает вид передаточной функции обычной интегрирующей цепи, но с уменьшенной постоянной времени. Получающуюся коррекцию амплитудно-частотной характеристики можно объяснить следующим образом.
Коэффициент усиления усилителя уменьшается на нижних и средних частотах из-за резистора !с', в цепи эмиттера. Прн этом на нижних и средних частотах влияние емкости С, не проявляется. Начиная с частоты 1.=1~2пЄф, при которой коэффициент усиления некорректированного усилителя уменьшается в 12 раз, начинает проявляться действие корректирующей цепи в результате уменьшения входного сопротивления транзистора 2 =Ьм.+ + (Ьз!,+1)2, из-за уменьшения Л,. Прн этом верхняя частота корректированного усилителя увеличивается во столько же раз, во сколько уменьшается коэффициент усиления на нижних и средних частотах вследствие подключения резистора )т,.
Очевидно, что данные рассуждения и выводы справедливы лишь для очень высокочастотного транзистора, работающего в области частот, когда Ьм, и Ьн, можно считать частотно-независимыми. Недостатком коррекции данного типа по сравнению с рассмотренной ранее коррекцией (включение индуктивностей в выходной цепи) является то, что при этом произведение коэффициента усиления на полосу не увеличивается, а остается неизменным. Н ах а Применение отрицательной обратной связи.
Описанная выше высокочастотная коррекция в цепи эмнттера основана на применении отрицательной лаззхл обратной связи. Обратная и сз связь через эмиттерное сопротивление, шунтированное небольшой емкостью, уменьшает коэффициент усиления на нижних и средних частотах, а на Рис. В.б. Схема импульсного усили. высоких частотах обРатнаЯ тели с отрицательной обратной связь уменьшается, так как СВЯЗЬЮ емкость шунтирует эмиттерное сопротивление.
Мы трактовали это как компенсацию полюса нулем, но можно это трактовать и с позиций общей теории обратной связи. На рис, 9.6 показан импульсный усилитель с отрицательной обратной связью. Широкая полоса пропускання такого усилителя получена за счет применения высокочастотных транзисторов и глубокой отрицательной обратной связи. Так транзистор !(Т355Л имеет граничную частоту усиления тока 1ар — — 1500 МГц. Так как при этом )АЯ1,~ = 1, то, не внося в схему транзистора дополнительных емкостей, можно на частоте )=100 МГц, которая в 15 раз ниже 1,„, получить коэффициент усиления тока, равнь>й 15.
Однако такой коэффициент усиления тока соответствует замкнутой цепи коллектора, когда к емкости эмиттерного перехода добавляется емкость коллекторного перехода без умножения ее в '(1+ +5)х„) раз. В рассматриваемом же случае суммарная емкость состоит из емкости С,+С„(1 55)с„), Емкость С, можно определить из выражения для граничной частоты ~ар = 1~2иСагаа где ха=у'25аагк. Общая полоса пропускания двух каскадов с сильно различающимися верхними частотами определяется наименьшей полосой одного из каскадов (в данном случае второго). При наличии общей обратной связи, охватывающей оба каскада, эта наименьшая частота увеличивается в (1 +6К) раз (в рассматриваемом случае р = й,~/)с,е — — 1/20) .
Вхк ЧАСТОТНАЯ КОРРЕКЦИЯ РЕЗИСТОРНОГО УСИЛИТЕЛЯ В ОБЛАСТИ НИЖНИХ ЧАСТОТ Схема коррекции в области нижних частот показана на рис. 9,7,а. Она осуществляется включением цепочки й,еСм последовательно с сопротивлением нагрузки )х. Добавление к сопротивлению )с сопротивления цепи ЯмСл увеличивает общее сопротивление нагрузки при уменьшении частоты н компенсирует уменьшение коэффициента передачи цепи С„„о)с„в области нижних частот.
Найдем условие коррекции. Сделаем предположение, что )хая=со. оу Рис. 9.7. Схема видеоусилителя с низкочастотной коррекцией: а — принципиальная; б — аяяиаалантная цля области нижних частот Пусть генератор тока, эквивалентом которого будем считать транзистор, вырабатывает прямоугольный импульс, имеющий высоту 7=5(уь (9.14) Эквивалентная схема усилителя при гта,я= оо показана на рис, 9.7, б. При Й СМ = Йн Сране (9.15) ток 1 делится па токи 7, и 7г таким образом, что составляющие всех частот делятся в одном и том же отношении. Это означает, что при прямоугольном скачке тока 1 токи 7~ и 7г являются постоянными, а следовательно, остается постоянным во времени напряжение (уг на сопротивление 1см. Таким образом, условием низкочастотной коррекции является равенство постоянных времени ЯС,~ и утнСр,а В реальной схеме конденсатор Сб шунтирован резистором Я,~.
![](https://s.studizba.com/z.php?f=/templates/si/i/noavatar.png&w=100&h=100&t=1"){kind=avatar}
