Минаев Е.И. - Основы радиоэлектронники (1266569), страница 39
Текст из файла (страница 39)
Поэтому стабильность коллекторного тока первого транзистора в этой схеме может быть в несколько раз выше, чем в схеме с ОБ. 13" 198 Если применить непосредственную связь между двумя каскадами с транзисторами, включенными по схеме с ОЭ, то изменения потенциала коллектора первого транзистора усилятся вторым каскадом. Поэтому связь без разделительного конденсатора между обычными каскадами с транзисторами, включенными по схеме с ОЭ, применять не следует.
Схему, показанную на рис. 8.18, можно продолжить, подключив непосредственно (без разделительного конденсатора) к выходу второго каскада еще один каскад — эмиттерный повторитель. При этом для нормальной работы эмиттерного повторителя напряжение на коллекторе второго транзистора будет как раз таким, каким оно должно быть на базе третьего транзистора.
В схеме, представленной на рис. 8.18, связь по переменному току можно устранить, оставив для стабилизации режима связь по постоянному току. Для этого сопротивление в эмиттере второго транзистора можно шунтировать конденсатором достаточно большой емкости. Можно также разбить резистор 7е' на два резистора и обязательно подключить к средней точке фильтрующий конденсатор.
Заслуживает внимания схема на рис. 8.19, в которой резистор в эмиттере разбит на два: )сб и )с7. В данной схеме коэффициент передачи напряжении база — средняя точка эмиттерного сопротивления уменьшается, что должно увеличивать нестабильность режима по постоянному току, однако этого не происходит из-за уменьшения сопротивления связи )с'! в результате понижения потенциала нижней точки подключения этого сопротивления.
В схеме на рис. 8.19 имеются три отрицательные обратные связи: обратная связь по току в цепи первого эмиттера (этой обратной связью можно пренебречь из-за малости )еЗ по сравнению с )с2), параллельная обратная связь по постоянному току через И! и обратная связь по переменному току через !с4 и Ю. Коэффициент передачи напряжения усилителя К'=1!8= йз/йз 100. Рис. 8лй. Схема усилителя с параллельной обратной связью по постоянному току и последовательной обратной связью по переменному напряжению 198 Глава 9 ИМПУЛЬСНЫЕ УСИЛИТЕЛИ 9.1 ПЕРЕХОДНЫЕ ХАРАКТЕРИСТИКИ ИМПУЛЬСНЫХ УСИЛИТЕЛЕЙ Выброс на вершине импульса зависит от формы амплитудно-частотной характеристики усилителя в области верхних частот: он тем больше, чем резче изменяется характеристика.
Выброс обычно оценивается в процентах: "ы„ ев Еягт Рис. 9.1. Тестовый прямоугольный импульс и отклик иа него импульсного усилителя 7= — Ещтх-Ео ! 00 ЕО 19Т Импульсные усилители предназначены для усиления импульсов, имеющих широкий спектр частот. Нижняя частота усиливаемых колебаний может быть порядка единиц или десятков герц, а верхняя — порядка нескольких мегагерц. Иногда оиа может достигать 100 — 200 МГц. Такую полосу пропускания имеют, например, усилители в электронных осциллографах, применяемых для наблюдения импульсных колебаний наносекундной длительности.
Для испытания импульсных усилителей на их вход подается прямоугольный импульс достаточно большой длительности т, имеющий плоскую вершину и крутой фронт (рис. 9.!,а). На выходе усилителя наблюдается импульс, фронт и начальная часть вершины которого могут иметь вид, показанный на рис. 9.1, б. Время от начала подачи входного импульса до момента, когда высота выходного импульса достигает половины установившегося значения, называют временем задержки илн временем запаздывания См Если входной измерительный импульс сильно отличается от идеального прямоугольного импульса, то за начало отсчета берут время, соответствующее середине фронта входного импульса.
Длительность фронта выходного импульса характеризуют временем нарастания 1„. За время нарастания мгновенное значение выходного импульса изменяется от 0„1 до 0,9 установившегося значения. Время нарастания тем меньше, чем больше верхняя частота усилителя ),. Для разных форм амплитудно-частотной характеристики в области верхних частот время нарастания '"-Л '"- )" . 1 = (0,35 — 0,5) Д~,. (9.1) Длительность переходного процесса характеризуют временем установления 1р„, в течение которого выходное напряжение изменяется от первого пересечения уровня О,1 до последнего пересечения с уровнем 0,9 от установившегося значения. На рис. 9.1, б показана лишь левая часть вершины импульса, Для наблюдения формы всей вершины импульса на осциллографе необходимы измерительные импульсы значительно большей длительности, чем для наблюдения фронта импульса.
Так как и этом случае фронт импульса занимает незначительную часть всего импульса, он независимо от его длительности наблюдается в виде вертикальной линии. Вершина импульса может иметь различную форму, зависящую от формы амплитудно-частотной характеристики усилителя в области нижних частот.
Обычно верхняя и нижняя частоты усилителя отличаются на несколько порядков. Именно это позволяет считать, что фронт и вершина выходного импульса усилителя независимы друг от друга и требуют раздельного наблюдения. 9Д. ВРЕМЯ НАРАСТАН ИЯ ФРОНТА При рассмотрении частотных характеристик резисторных усилителей на транзисторах было показано, что эквивалентная схема усилителя в области верхних частот сводится к интегрирующей цепи. В соответствии с выражением (2.25) переходная характеристика интегрирующей цепи Й,(1) =1-ехр( — 1|Т), где Т=РгС вЂ” постоянная времени.
Зная переходную характеристику, можно определить время нарастания. При 1~ А1 (1,) =0,1, а при 12 А,(12) =0 9. Обозначая (ЯС= =х, получаем х,~0,1, х2=1п 10=2,3. Разность хх — х,=2,2. Следовательно, время нарастания 1„=12-11 = 2,2й С, (9.2) 93. ЧАСТОТНАЯ КОРРЕКЦИЯ РЕЗНСТОРНОГО УСИЛИТЕЛЯ В ОБЛАСТИ ВЕРХННХ ЧАСТОТ При усилении импульсов резисторным усилителем, выполненным на электронной лампе или транзисторе, для уменьшения шунтирующего влияния входной и выходной емкостей приходится значительно уменьшать сопротивление нагрузки, включаемой в выходную цепь электронного прибора. Сопротивление нагрузки )г при этом оказывается значительно меньше внутреннего сопротивления электронного прибора. Таким образом, полосу расширяют, уменьшая сопротивление нагрузки, что ведет к уменьшению усиления в области средних частот, В области средних усиливаемых частот коэффициент усиления К,р-— -ЗЛ. 198 Сатрап Рис. 9ва Две схелты включения корректируюшей индуктнвности: а — параллельной коррекции 1емкасти С и и С „ включены пврвллельно1; б — после донвтельной коррекции 1емкости Свм и С включены последаввтельна1 Рис.
9.3. Эквивалентная схема усилителя с параллельной коррекцией где Л= (й-~-)шЕ)/(1+)отС(й+)соЕ)). 1хоэффициент усиления К= (l,,/У„= — 32 Коэффициент усиления в области средних частот К,р — — — Я~. Относительный коэффициент усиления К г 1+1И./и р К„р й 1Ч-1юС11(1+1юс/й) Обозначим (9.3) ш СИ = ш/ойй = ///2 = х, (9.4) где /, — верхняя граничная частота некорректированного усили- теля; И/ /и. — (СО/О)2) (СО2/ //т ) = йХ где ;(9.5) /С =О22ь Я 199 В области верхних усиливаемых частот К,= — 53, где 2 — полное сопротивление нагрузки, состоящей из сопротивления /г и шунтирующей емкости С. Для уменьшения шунтирующего влияния емкости С включают корректирующую индуктивность.
На рис. 9.2 показаны две такие схемы: параллельная и последовательная. Параллельная (нростая) коррекция. Эквивалентная схема усилителя с параллельной коррекцией, называемой также простой, показана на рис. 9.3. Проанализируем данную схему. Напряжение — коэффициент коррекции, равный отношению индуктивного со...' противления на частоте [з к активному сопротивлению, Подставляя (9.4) и (9.5) в (9.3), получаем р= — = К 1+)ах (9.6) К,„(1 — хх~) +)х Модуль этого выражения дает амплитудно-частотную характеристику корректированного усилителя (К! 1 / 1+ххх~ )К.,! ~' (1 — Ьх ) + Максимально плоская характеристика, что соответствует наиболее широкой полосе пропускания без выброса на вершине характеристики, получается, когда — („=,=0.
4И дх Беря производну1о и приравнивая ее нулю, получаем Лз+2в— 1=0. Отсюда находим, что максимально плоской амплитудно- частотной характеристике соответствует коэффициент коррекции й=))2 — 1=0,41. (97)' х Фазочастотную характеристику корректированного усилителя можно найти следующим образом. Умножим числитель и знаменатель (9,6) на сопряженную величину знаменателя: 1+1(ах(1 — Йх') — х) (9.8) (1-Ах~) ~+ х' откуда 1п <р= ()г — 1)х — йзхз; (9.9) ~р = агс1д [ (Й вЂ” ! ) х — Их') . (9.10) Считается, что фазочастотная характеристика максимально линейна, если — (.=,=0.
![](https://s.studizba.com/z.php?f=/templates/si/i/noavatar.png&w=100&h=100&t=1"){kind=avatar}
