Изъюров Г.И. - Расчет электронных схем (1266568), страница 31
Текст из файла (страница 31)
к к хг нз с2 сз 2 ' нг га 5ст = в = — 5 Сз 1 „1 1 5' ' 5" ; 5" ю 2я7оййзС, ' нз 2 2лТоййгС2 нз 1 1 2 2яХ22йя С, (7 47) Номиналы емкостей, с одной стороны, должны быть значительно больше паразнтпых емкостей в схеме фильтра. С другой стороны, эти емкости не должны быль слишком большими, так как прн этом увеличиваются габариты устройства и потери в конденсаторах. Для филь~ров нижних частот частота единичного усиления ОУ должна удовлетворять неравенству .2 2аУ ХОКО (7.48) для фильтров верхних частот неравенства оказывается еше бо- лее жестким: .з тау ~ !ООз ОКО.
(7.49) Для паласовых фильтров можно воспользоваться неравен- ством (7.48) ПРИМЕРЫ И ЗАДАЧИ 7.10. Рассчитать фильтр нижних частот с максимально плоской характеристикой по следующим данным: 7'Π— -1О кГп, К,) 10, л= — 40 дБ~дек. Аналогично получаются выражения чувствительностей для всех остальных рассматриваемых схем фильтров.
До сих пор при рассмотрении активных фильтров считалось, чта параметры ОУ не оказывают влияния на работу фильтра. В действительности при расчете схем филь~ров следУет Учитывать конечные значениЯ Гт ау, Гз оу и полосы пРопускания ОУ. Так, номиналы резисторов в схемах фильтров должны удовлетворять очевидным неравенствам: ~2в12 ~ 10йввоау ~ов т ~втау/10' Решение 1. Выбираем схему фильтра на основе ОУ с мнагопетлевой обратной связью (см. рнс. 7.23), которая может обеспечить заданный наклон АЧХ в полосе ограничения я= — 40 дБ/дек.
2. Выбираем ОУ по частоте единичного усиления Г,ОУ) > ГОКО = 100 кГц. Для ОУ типа 140УД6 7; = 1 МГц, т. е. последнее неравенство выполняется с запасом. По справочнику, Я,„аз, = 2000 кОм, 22 оу = 200 Ом, т. е. номиналы резисторов в схеме фильтра должны находиться в пределах от 2 кОм до 200 кОм 1см. формулы (7.45)). 3. Задаваясь значением емкости С, = 2200 пФ, заметим, что выбранная величина существенно болыпе возможных паразитных емкостей в схеме. Конденсаторы КМ-6 такой емкости обладают малыми габаритами и хорошей стабильностью (группы по ТКЕ П33 и М47).
4. Находим значение вспомогательного коэффициента К = =2кГОСз — — 6,28.10 !Оз 2200 10 'г =138.10 '. Отсюда величина емкости С, при й =')/2 4 4 С, = г (Н+1)Сг= — (1О+ 1)2200=40000 пФ й 2 5. Определяем значения резисторов схемы фильтра: й 12'2 10' й~ — 500 Ом, 2НК 2.10-13,8 10 з 195 й й = =Нй =5000 Ом, 2К 22 = — то 480 Ом.
2(Н+ 1)К Сопротивления резисторов Гсз и Кз получились меньше 2 ьОм. Поэтому уменьшаем емкость Сг примерно в четыре раза, получаем Сз = 510 пФ и производим пересчет схемы. Получаем К=3,2 ГО ', С,=9300 пФ, й2 =2150 Ом, Гсз —— = 21500 Ом, Кз = 2000 Ом. 6. Проверяем полученное значение частоты среза: 1 1 2О— — =10,9 кГц 2 Ут т и 2 2.22 9219 119 21,1.2 и коэффициента усиления в полосе пропусьання: КО 10' ~2 йз 7.
Обратим внимание на значение входного тока ддя ОУ типа 140УД6; по справочнику, 1,„=- 40 нА. Подсчитаем ведичи- нУ (< =1,„(Е +Е, ) Рм)=40.10 4 10 э=160 мкВ. Эта напряжение люжно скомпенсировать. подключив межлу неннвертируюшим входом ОУ и общей шиной резистор Е4 -4 кОм. 7.11. Определить реальную полосу пропускання фильтра верхних частот (см, рис.
7.28), построенного на операшюнном усилителе типа 140УД6. если коэффициент передачи в полосе прапускания К, = 20 дБ, а часзата среза 1е= 10 кГц. Ответ: 90 кГц. 7.12. Для фияьтра ни;кних частот по схеме на рис. 7.23 опрелелить отнссительную нестабильность частоты среза при изменении олружающей температуры от 20 до 80'С. Принять ТКС резисторов 10 з !<грал, ТКЕ конленсаторов 10 1/град; считать операционный усилитель идеальным, Оглвеип — 0,66.
7.13. Определить добротность полосового фильтра, изображенного на рис. 7.29, если )< = 36 кОм и й = 10 кОм. Принять Я,=Е =Е =Е, С,=С =С. Ответ: 3,5. 7Л4. Для фильтра, изображенного на рис. 7.24, найти коэффициент передачи в полосе пропуслаиия и частоту среза при Е, = Ез = 1О кОм, С, = 0,1 мкФ и Сз = Сз = 001 мкФ. Ответ: 10; 1,6 кГц. 7.15.
Определить максимально достижимую велнчлшу частоты среза для фильтра нижних частот. (см. рис. 7.23), построенного на основе операционного усилителя с 1, = 1 МГц и внутренней частотной коррекцией. Принять Е, = 1 кОм, И = 100 ком. Ответ: 10 кГц. 7.16. Определить, ва сколько раз увеличится отношение сигнал/помеха после прохождения сигнала через фндьтр верхних частот (см. рнс. 7.28) с частотой среза 1'в = 1 кГц Принять частоту сигнала 10 кГц, а частоту помехи 50 Гц.
Ответ: в 200 раз. ГЛАВА 8 ТРАНЗИСТОРНЫЕ КЛ)О%И 8 8.1. КЛЮЧИ НА ЬИПОЛЯРНБ)Х ТРАНЗИСТОРАХ Транзисторный ключ — это схема, предназначенная ддя коммутации цепи нагрузки транзистора при возлействии на лез'о внешних управляющих сигналов. Транзисторный ключ может находиться в двух стационарных состояниях: разомкнутом. когда транзистор заперт и рабатаег в режиме отсечки тока, и залгкнутом, когда транзистор открыт и работает либо в режиме насыщения, днбо в активном режиме.
Обычно (особенно при больших токах нагрузки) используют насьпценный транзисторный ключ, так как в режиме насыщения на биполярном транзисторе рассеивается меньшая мощность, чем в активном режиме. В насыщенном транзисторном ключе активный режим является перехолнылх от олного стационарного состояния ключа в другое и определяет его быстродействие. В настоящее время для расчета переходных процессов в ключах на биполярных транзисторах широко применяют метал заряда 1133. Расчет переходных процессов по этому методу заключается в определении закона изменения во времени заряда неосповных носителей тока в базе и установлении связи этого заряда с внешними токами транзистора.
Основные уравнения метода заряда таковы: Щй = <в — Ятр, (8.!) где <2 — заряд неосновных носителей в базе; хр — постоянная времени, характеризующая время жизни неосновных носителей в базе; 1г — ток базы; Д = тр1в = хр1„10, <82) где 1„ — ток коллектора; () — коэффипиеит усиления по толу в схеме ОЭ. С учетом емкастных токов уравнение (8.!) будет иметь вид гФ Д Дl,в Л!„.- — =1,— — -С, "'+С.— "', й тр гй г<< где фф— барьерные емкости элшттерного и коллекторно~о переходов соответственно; (<„в, 1<м — напряжение на переходах. Решив уравнения (8.1) или (8.3) для конкретных условий и учтя уравнение (8.2), можно найти переходную характеристику 1,(г).
Временные див| раммы переключения транзистора в схеме ключа (рис. 8.1,п), управляемого от источника с напряжением Е„ и внутренним сопротивлением В„ приведены на рис. 85,6. В исходном состоянии при Е, = Ем транзистор находится в режиме отсечки. Кодлелторный ток в нтрузке Е„определяется начальным током транзистора 1лвр, который настолько мал, что можно принять 1„(0) ге 0.
В момент скачкообразного изменения управляющего напряжения от значения Е„до Еи эмиттерный переход транзистора 201 В„ Вг сгс Ф остается закрытым, так как напряжение на барьерных емкостях переходов С, и С„ мгновенно изменяться не Вг С может. Для появчения базового тока необходимо, гб В Е !у Сгс чтобы входная емкость г 3 тс,„ С,„С«б + С,б ПЕрсэаряднлась до некоторого положив! тельного напряжения, называемого пороговым. Обычно Гг Е гс для кремниевых транзисгоров (/„,р — — 0,6+ 0,8 В. Пола- 11 гая, что базовый ток возрасЕгп тает мгновенно до значения 1и (Š— (/ р)/Ф.
+ гс) ме- 1« годом заряда можно показать, что ток коллектора изгн меняется по экспоненциальному закону с постоянной времени т = тб + ф«(р + 1), стремясь от нуля к значев ««г г гвтсс нию 121() вследствие возрастания заряда в базе. Коллекгорный ток при конечном сопротивлении резистора Л„может возрасти только до значения 1«„= =(Е« — (/ )/Е, ге Е„/Е„, В этот момент транзистор входит в режим насыщения. Коллекторный ток остается постоянным, а заряд в базе продолжает возрастать до значения 1ытб (тб — среднее время жизни носителей в базовом и коллекторном слоях). Происходит накоплешсе неосновных зарядов в базе.
При подаче запирающего тока 1„ток 1„= 1,„остается постоянным до тех пор, пока заряд в базе не рассосется до граничного значениЯ. В момент вРемени сн 1РанзнстоР выходит нз режима насьпцеция и коллекторный ток уменьшается до нуля. Таким образом, весь процесс переключения транзистора можно разлепить на три этапа: формирование фронта сб (активный режим транзистора), рассасываиие заряда в базе с„„ (режим иасьпцення) и формирование среза коллекторного тока с, (актнвный режим).
Вг И Рис. В.с ПРИМЕРЫ И ЗАДАЧИ 8.1. Определить время задержки выходного сигнала транзисторного ключа (рнс. 8.1,а) при скачкообразном изменении ба- оного напРЯжениЯ от значениа Е„ = -2 В д гэ + пФ сг 5 кСОм И 06 ОП«ВЕЯ1; Сэ«э (Гб + ггг) Сг«!П )Еы(+Ег, (Гб+ Пг)(С«+ Сэ) !П ' " 06 ЬП;С (Е,с)+Е„ ń— И 8.2. Использ о зуя метод заряда, написать уравнения и вывести формулы для опрелеления длительностей фронта и среза вы- ходного импульса, а также времени рассасывания неосновиых носителей в базе при скачкообразном изменении напряжения источника входного сигнала в схеме транзисторного ключа (рис. 8.1,а) от значения — Е«2 до значения +Ее,.
Осавесш 1) Сб —— т!и (/б1 Р/(1211.С вЂ” 1б„())1 = т)пЯ/(5- 1), гДе т = те+ «б «(Р + ) 1бн 1«н/Р 1бг (Ег! ~~бэ)/(~г + Гб) ~ = '!б1/16«» Ин = тб " р — Ггзс тб = 05тб 1еа (Ес (/б)/(В~+Ге) З) = ! (1И~У )/1„в 8.3. Используя метод заряда, получить выражения для определения времен фронта, среза и рассасывания носителей в базе при переключении транзисторного ключа (рис. 8 1, а) им- пульсом базового тока. Передний фронт импульса базового то- ка нарастает по экспоненциальному закону 12(с) =- 1сн (1 — е- ), а задний спалает по закону 1б(с)е "' (а, Ь вЂ” некоторые вели- чины, обратные постоянным времени). Решение Для отрезка времени се — — сс — сг е "— ате «вх 1„(с)=1б,б 1- ) 1 — ат ) Полагая с<с 1/а, с«т, разложим функции е " и е С/т в степенные ряды и возьмем первые три члеча.
![](https://s.studizba.com/z.php?f=/templates/si/i/noavatar.png&w=100&h=100&t=1"){kind=avatar}
