диплом (1230997), страница 3

Просмтор этого файла доступен только зарегистрированным пользователям. Но у нас супер быстрая регистрация: достаточно только электронной почты!

Текст из файла (страница 3)

Разделим потребляемую нагрузкой мгновенную мощность s(t)=u(t)*i(t) на мгновенные активную p(t) и реактивную q(t) составляющие, которые определяют, соответственно, активную i_p и реактивную i_q= i-i_а составляющие тока. При идеальной фильтрации ток активного фильтра i_а= -i_q(t) и в цепи осуществляется полная компенсация реактивной составляющей мгновенной мощности q(t), связанной со сдвигом основной гармоники тока относительно питающего напряжения и наличием искажений в кривой потребляемого тока.

В структуре системы управления активным (гибридным) фильтром необходимо сформировать сигнал, пропорциональный желаемой кривой тока сети i(t)= i_p синусоидальной формы, который определяется активной мощностью Р_н, потребляемой нагрузкой. Действующее значение этого тока I рассчитывается по формуле:

I = P_H/U,

где U = Um/√2 – действующее значение питающего напряжения.

В этом случае блок-схема устройства вычисления тока (УВЗТ) i* (t)=i(t) имеет вид, показанный на рисунке 1.2.2.

Рисунок 1.2.2 - Блок-схема устройства формирования заданного тока i*.

На вход УВЗТ поступают сигналы текущих значений тока нагрузки i_н и питающего напряжения u. На его выходе с помощью блоков 1-8 генерируется синусоидальный ток i*,действующее значение которого определено выражением. В блоке 1 осуществляется перемножение текущих значений i_н и u. На выхо-

де блока 3 образуется сигнал, пропорциональный мгновенной мощности s(t)=u(t)i_н(t) за период Т сетевого напряжения, что соответствует величине активной мощности Р_нi, потребляемой нагрузкой в i-тый период питающего напряжения. При этом следует отметить, что использование в УВЗТ значений активной мощности на i-ом периоде осуществляется по результатам ее вычисления на i-1 периоде. В этой связи на выходе интегратора 2 включено устройство выборки-хранения (УВХ), позволяющее сохранять информацию о величине активной мощности P_н(i-1), полученную в процессе интегрирования с выхода блока 2 за предыдущий i-1 период питающего напряжения. При этом выборка сигнала интегратора происходит в конце периода и хранится на выходе УВХ в течение всего последующего периода. Изменение состояния этого устройства осуществляется по синхроимпульсам (СИ) в начале (конце) периода сетевого напряжения. С помощью блоков перемножителя 4, интегратора 5 и извлечения квадратного корня 6 вычисляется действующее значение сетевого напряжения U за период Т. После операции деления Р_н и U на выходе блока 7, согласно, появляется сигнал тока I, соответствующий действующему значению желаемого тока i*. Генератор Г (блок 8) формирует значения желаемого синусоидального тока i* =√2Isinωt по синхроимпульсам СИ. После этого сигнал напряжения ki*, пропорциональный заданному значению тока i*, сравнивается с сигналом текущего значения тока нагрузки ki_н и по сигналу их разности u_з осуществляется модуляция импульсов управления четырехквадрантного преобразователя.

При выборе способа модуляции можно использовать методы дельта-модуляции (рисунок 1.2.3,а) (релейное или гистерезисное управление) или широтно-импульсной модуляции (ШИМ) (рисунок 1.2.3,б) .

Рисунок 1.2.3 - Структура схема систем управления компенсатором.

а) метод дельта-модуляции, в) ШИМ-модуляция, б) характеристика порогового элемента.

В первом случае заданный сигнал компенсатора u_з(t)=к(i*-i_н) на выходе элемента сравнения ЭС1 сравнивается в элементе ЭС2 с текущим значением тока активного фильтра i_а, а разностный сигнал i_раз(t) = i* -i_н-i_к управляет работой порогового элемента ПЭ, имеющего гистерезисную по форме характеристику с порогом срабатывания δ = ± U_п (рисунок 1.2.3,б). Импульсы, сформированные на выходе ПЭ, управляют работой ключевых элементов активного фильтра. В случае ШИМ-модуляции заданный сигнал компенсатора u_з(t)сравнивается с модулирующим высокочастотным сигналом u_м треугольной формы . Точки пересечения этих сигналов, определяют интервалы работы транзисторов V1-V4 активного фильтра.

Большинство систем управления преобразователями основаны на методе дельта-модуляция (δ-модуляция). Этот способ отличает постоянная величина амплитуды высокочастотных колебаний, накладываемых на “гладкие” составляющие токов компенсатора и сетевого тока электровоза. Отклонение от заданной величины тока компенсатора не превышает ±δ, при этом в токе присутствуют гармоники, имеющие широкий спектр частот.

В отличие от дельта-модуляции, ШИМ характеризуется постоянной частотой высшей гармоники в токе компенсатора, однако ее амплитуда изменяется в процессе регулирования. Фиксированная частота гармоники, определяемая частотой развертки генератора ШИМ, позволяет использовать “легкий” резонансный LC-фильтр для ее сглаживания, что является наиболее предпочтительным для применения на э. п. с. Только в этом случае легче обеспечить электромагнитную совместимость тяговой сети и цепей сигнализации и связи (СЦБ), от нормальной работы которых зависит безопасность движения поездов. В отличие от дельта-модуляции, ШИМ исключает генерирование электровозом гармоники тока частотой 100 Гц, входящей в рабочую область частот цепей СЦБ, и не приведет к их сбоям. Кроме того, гармоники тока с фиксированной частотой легче отфильтровать в цепях связи, расположенных вблизи электрифицированных железных дорог.

Вместе с тем, реализация метода ШИМ-модуляции с помощью структурной схемы (рисунок 1.2.3,в) вызывает значительные погрешности в формировании тока активного фильтра i_а. Для обоснования этого положения примем во внимание следующие обстоятельства: напряжение u_з на выходах ЭС1 (рисунок 1.2.3,а) и ЭС (рисунок 1.2.3,в) пропорционально заданному току активного фильтра кi_а. Как в первом, так и во втором вариантах схем модуляции это значение должно быть адекватно реальному значению тока i_а, протекающего через индуктивность L_а компенсатора. С учетом этого обстоятельства обосновано сравнение этих величин в элементе ЭС2 в случае реализации метода дельта-модуляции. Распространяя это положение на схему (рисунок 1.2.3,в), можно утверждать, что ток i_а в цепи фильтра должен повторять по форме сигнал напряжения на входе модулятора ШИМ, пропорционального току, который должен протекать в цепи активного фильтра. Однако векторная диаграмма, построенная для входной цепи активного, свидетельствует о том, что ток i_а в цепи индуктивности определяется векторной разностью питающего напряжения u₁ и напряжения u₁₁ на выходе 4qS-преобразователя фильтра с учетом фазового угла сдвига в 900тока i_а относительно упомянутой разности напряжений. В общем случае векторная диаграмма для цепи активного фильтра имеет вид:

Рисунок 1.2.4 - Векторная диаграмма цепи активного фильтра.

Известно, что напряжение u₁₁ повторяет по форме модулирующее напряжение u_м, которое в данном случае является сигналом кi_а. Из рисунка 1.2.4 видно, что заданный фазовый угол сдвига a в напряжении u₁₁ (сигнале кi_а) вызывает протекание тока i_а, имеющего угол сдвига β, не совпадающий с заданным α. Так образуется ошибка в генерировании тока i_а, вызванная фазовыми искажениями между заданным кi_а и реально протекающим i_а током активного фильтра. Это же подтвердили результаты расчета схемы активного фильтра с помощью пакета DL. На основании сказанного выше можно сформулировать требования, предъявляемые к системе управления гибридного фильтра: использование метода ШИМ-модуляции, использование принципов управления, отличных от схем(рисунок 1.2.3.)

Для устранения недостатков схемы управления (рисунок 1.2.4,в), предлагается ввести в контур управления активным фильтром ПИД-регулятор и второй элемент сравнения ЭС2 (рисунок 1.2.5), определяющий рассогласование Δiа между заданным iаз и фактическим i_а/k значениями тока активного фильтра и обеспечивающий реализацию замкнутой системы автоматического регулирования по отклонению Δi_а.

Рисунок 1.2.5 - Схема управления гибридным фильтром электровоза.

С помощью первого элемента сравнения ЭС1 происходит сравнение заданного тока i* и фактического тока электровоза i. Разность токов i_aз=i*-i должна компенсироваться активным фильтром. Сравнение заданного i_aз и текущего значений тока активного фильтра i_a/k (k - коэффициент трансформации) происходит во втором элементе сравнения ЭС2. Выходной сигнал ЭС2 подается на ПИД-регулятор, ПИ составляющая которого обеспечивает изодромное регулирование и нулевые установившиеся ошибки по положению (по величине тока i_аз). Д-составляющая введена для того, чтобы скомпенсировать быстрые отклонения тока i_а/k от заданного значения, возникающие на интервалах сетевой коммутации. При этом способ реализации этой составляющей будет специально рассмотрен в дальнейшем.

ПИД-регулятор формирует управляющее воздействие y, пропорциональное входному сигналу x, интегралу и производной от этого сигнала и имеет закон регулирования, описываемый уравнением:

y = k_рег*x+ +T_д ,

где k_рег- коэффициент пропорциональной части,

Т_и, Т_д- соответственно постоянные времени интегрирующей и дифференцирующей составляющей.

Параметры настройки регулятора (k_рег, Т_и и Т_д) необходимо корректировать с изменением режимов работы электровоза, а также при его перемещении по участку тяговой сети. Так, изменение скорости нарастания тока электровоза di/dt во время сетевой коммутации, должно отслеживаться схемой управления компенсатором таким образом, чтобы ток активного фильтра i_а успевал компенсировать ток электровоза на этих интервалах времени. В этой связи понятно, что приведенная к вторичной обмотке индуктивность сети и первичной обмотки трансформатора, определяющая темп нарастания тока, должна учитываться при выборе параметров регулятора. Такую процедуру можно реализовать с использованием адаптивной системы управления, принцип работы которой будет рассмотрен ниже. В этой главе рассматривается только основной контур управления гибридным фильтром, приведенный на рисунке 1.2.5.

Для определения эффективности процедуры дифференцирования сигнала тока i₁, выполнен расчет схемы преобразователя электровоза, оборудованного гибридным фильтром. При этом в качестве основного регулятора использован ПИ-закон. Моделирование Д-составляющей регулятора реализовано в виде генератора дополнительных импульсов, накладываемых на выходной сигнал ПИ-регулятора. Результат дифференцирования сигнала тока i₁ для простоты восприятия процесса представлен в форме прямоугольного импульса, длительность которого соответствует продолжительности сетевой коммутации. Задаче определения формы этого сигнала в процессе дифференцирования может быть посвящено специальное исследование, здесь же ограничимся тем, что в качестве критерия выбора амплитуды импульса принимается наилучшее приближение на интервалах коммутации тока электровоза i₁ к его желаемой синусоидальной

Характеристики

Список файлов ВКР