Спилкер Дж. Цифровая спутниковая связь (1979) (1152062), страница 85
Текст из файла (страница 85)
Таким образом обеспечивается получение колебания с частотой следования символов. Из табл. 16.1 следует, что длинная последовательность символов О на входе преобразователя Дв/ТЧП приводит к такой же последовательности символов О на выходе, что вызывает трудности при осуществлении тактовой синхронизации. Чтобы избежать их, можно подменять последовательность символов О длиной в (и + 1) элемент одной из двух специальных последовательностей (кодовых слов): либо 00...ОДОЧ, либо 00...ОООЧ, (16.3) где Д вЂ” двоичный символ, преобразуемый в троичную форму так же, как и информационные символы 1, а Ч вЂ” чередующаяся последовательность символов + и —, нарушающая чередование полярности в сигнале, т.
е. символ Ч в первом внедренном слове имеет такой же вид, что и предшествующий ненулевой символ (101, 231, 233). Выбор одного из двух приведенных кодовых слов производится таким образом, чтобы число символов Д между последовательными символами Ч было бы нечетным, следовательно, соседние символы Ч в преобразованном сигнале должны иметь разный вид 429 Рис. 1о.у.
Спектральная плотность мощности квазнтрончного сигнала с чередованием полярности импульсов (ТПЧ) и парно-избирательного квазитроичного сигнала (ПИТ). Вероатнастн символов 5 и О в исходном двоичном сигнале раним Пз, длительность символа Г. Нижний график. соответствующий ТЧП, хорошо аппроксимируетсн функнней юп'пуг 725 В 7,00 0,75 В 0,50 2 025 е О Таблица 16.3 Алгоритм формирований парно-избирательного квазитроичного сигнала, Исходный двоичный сигнал разделяется на двухэлементные номбинации символов Таблица !6.2 Алгоритм подмены последовательности символов О трехэлементнмми кодовыми словами, с нарушением чередования полцрности импульсов квазнтрончного кода Двулалементные комбинации символов двоичного сиг- нала Преобрааовааные двулвле- менгные комбинации символов гроичного сигнала при внутреннем режиме предшествующий ненулевой информ .
ююн чый символ Очередное подстановочное кодовое слово при условии, ~го последнее подстановочное слово было . положительном отрицательном 1 1 1-0 О! 0 0 + — 0 0— + !00-1- илн -1-0-1- ! 00 — или — 0— +О О+ — + — 0 — 00+ 00 — +О+ На приемной стороне в декодере, восстанавливающем исходный двоичный сигнал, на основе введенных символов Ч можно определить искусственно введенные кодовые слова и восстановить исходный сигнал. Этот метод передачи вполне эффективен при количестве элементов в кодовых словах 5 — 7 для каналов связи с не очень высокой вероятностью ошибок. В противном случае искажения символов из-за канальных ошибок могут привести к ложной подмене отрезков передаваемого сигнала символами О.
Ллгоритм выбора подстановочных трехэлементных кодовых слов в зависимости от предшествующего ненулевого информационного символа и предшествующей подстановки приведен в табл. !6.2. Таким образом, входная последоватечьиость символов О может быть преобразована следующим образом: + ~ — о -- ~ о о + 1 — о — 1- — 1 ф Ф 1 щемя символ Д символы Ч Диочччый сигнал Троичный сигнал 430 Лналогичпо можно описать схему преобразования д.чя пятиэлементных последовательностей символов О. Другой метод устранения длинных последовательностей символа 1 или О заключается в так называемом скремблировании двоичной последовательности с целью получения для передачи случайной последовательности символов !399]. На приемной стороне осуществляется дескремблпрованис, т.
е. обратное преобразование. Прпйченение скремблирования сопровождается эффектом размножения канальных ошибок пропорционально увеличенному на единицу числу разрядов регистра сдвига в преобразователях, ибо ошибочный символ появляется на каждом выходе регистра в дескремблере (см. 9 16.5). Парно-избирательный квазитроичный согнал. Троичное кодирование пар символов исходного двоичного спгнала начинается с разделения этого сигнала на двухэлементиые неперекрывающиеся комбинации символов. Затем эти пары символов преобразуются в двухэлементные комбинации символов уже троичного алфавита (табл.
16.3). Заметим, что в каждой выходной комбинации имеются символы + или —, а первый и второй символы обязательно различны. Следовательно, в отличие от исходного двоичного сигнала, исключается возможность формирования длинной последовательности символов О в преобразованном троичном сигнале.
Изменение внутреннего режима преобразователя Дв!П11Т происходит при каждом формировании неперекрывающихся комбинаций 01 и 1О двоичного сигнала. Приведем пример преобразования двоичного сигнала в парно- избирательный квазитропчный сигнал: Двоичный сигнал 100100011!О! Троичвый сигнал...... + 0 0 — — 0 -> е — 0— Для случайной двоичной последовательности с равновероятными символами спектральная плотность парно-избирательного сигнала описывается выражением [424) баит (ы) = — ~ С (ы) ( (1 — соз ы Т) (1 + 4 сов ы Т + 2 со в ыТ) (16 4) 1 иТ Это выражение графически иллюстрируется на рис. 16.2 для ограниченного по полосе частот равномерно~о спектра б(г).
Следует отметить, что, как и для квазигроичного сигнала с чередованием полярности, спектральная плотность мощности парно-избирательного троичного сигнала равна нулю при ) = 1(Т и 1 = О. Кроме того, здесь побольше мощность сигнала, поскольку не могут появиться подряд два символа О в пределах одной двухэлементной комбпнации символов. Однако в целом в троичной последовательности могут появиться подряд два символа О, например при формировании в двоичном сигнале комбинаций 1О н 01 в троичном сигнале появятся комбинации +О и Π—.
Это обстоятельство можег быть использовано для построения системы цикловой синхронизации. 16.3. СИГНАЛЫ В ВИДЕ ВЕСОВОГО ОТКЛИКА Сигналы в виде весового отклика — это многоуровневые сигналы, формируемые из входных двоичных или также многоуровневых сигналов в результате весового линейного суммирования символов А, исходного сигнала в данном н в п предыдущих тактах. Этот вид передачи двоичных сигналов известен также как относительное, дуобииарное, полибинарное кодирование 1253, 261]. Оно позволяет изменять спектральные характеристики передаваемых сигналов с целью более эффективного использования полосы частот и повышения устойчивости к искажениям в тракте передачи.
Действительно, если известна импульсная характеристика тракта передачи, т. е. имеется канал с известными параметрами, то он может выполнить частично или полностью операцию весово- 431 го суммирования. Кроме того, определенная избыточность передаваемого сигнала может использоваться для контроля качества передачи сообщений. В данном параграфе обсуждаются только весовые отклики 4-го и 5-го классов [253], для которых характерно равенство нудно спектральной плотности на нулевой частоте и на частоте следования символов )ьт, равной максимальной информационной полосе частот.
Такие ограниченные по ширине спектра сигналы формируются как весовая сумма импульсов вида й!пс 2пЮ в д (з(п2п((7!)/2хс(к/, отстоящих друг от друга во времени на Т= =1//,=1/2Уб'. Эти импульсы имеют равномерную ограниченную по ширине спектральную плотность 6('/). Отсчеты выходного преобразованного сигнала В! представляют собой весовую сумму символов на входе А! с весовыми коэффициентами /г!, т.
е. я В! =/с!А!+/саА,, + . +/с„А! „, = ~'/сбА, у+г, (16.5) !'=! где наименьшее ненулевое значение й! равно единице, а значения символов А; могут быть как двоичными, так и М-ичными. Структурная схема кодера, формирующего весовой отклик, приведена на рис.
16.3а. Спектральная плотность мощности отклика при воз- яяяяяят яаседеяи я, яг-х я!я, л! а! б! Рис. !б 3. Формирование сигналов в виде весового отклика: а — кодер; б — декодер; А! и А'; — исходный (на входе кодера) и восстанов- я ленный (на выходе декодера) цифровой ноток; В,= ~ йгА, ьь! — многоуров- б=! и вый сигнал в виде весового отклика на выходе кодера; В,+л; — сигнал на входе декодера; К вЂ” квантователь, й!, йь ..ь, й — весовые коэффициенты действии на вход кодера сигнала с равномерной спектральной плотностью определяется как 1Н(/) (, где О О(/)= ~ 1й,бД+й,б/б — — ''1+ +й„б 1 — — ")! х х е "" и й, ! / ) ( (р'. (16.6) 432 Для всех других значений частоты спектральная плотность мощности отклика равна нулю. Для того чтобы спектральная плотность мощности отклика при )"=О была бы равна нулю, необходимо, чтобы сумма весовых коэффициентов тоже была бы равна нулю.
В терминах г-преобразований передаточная функция кодера (дискретного временнбго фильтра) в соответствии с (16.5) будет 178, 115о) Н (и) = ~'„ )ййг 1 где г д е", 3 — переменная комплексная частота. Для того чтобы декодер, восстанавливающий исходный сигнал, был бы устойчивым (рис. 16.3б) при заданной форме весового отклика, необходимо, чтобы полюсы передаточной функции Н-'(г) находились бы в пределах круга единичного радиуса на плоскости комплексной переменной г. На рис.
!6.4 и в табл. 16.4 приведены наиболее важные характеристики сигналов в виде весовых откликов, в частности 4-го и 5-го классов. Здесь иллюстрируется операция суммирования входных символов в п тактах, в результате чего формируется (16.7) Вееоеме ноорРопоенене ! 1 г й Пнпо о а уйнмй епенмп ай Рис. 15.4. Сигналы в виде весовых откликов 4-го и 5-го классов: а — 4-й класс (л=з, !=3, весовой полинам 1 †!йе]; б — 5-й класс (и=5, 1=5, весовой валином ( †1)(1 — 2 (йе+(йе). Число уровней выходного сигнала относится к случаю исходного двоичного сигнала 1-уровневый выходной сигнал. Пом~имо весовых коэффициентов -приводятся спектральные характеристики ) Н(о ! и Н((ое).
Заметим, что для весовых откликов 4-го и 5-го классов суммирование производится либо только для четных, либо только для нечетных тактовых интервалов. Соответствующие индексы в слагаемых отклика одновременно либо четные, либо нечетные (см. табл. 16.4). 433 Таблица 164 Формирование отсчетов Вс весового отклина как результат весового суммирования входных двоичных символов Ао Количество разрядов регистра сдвига (п — 1); нолнчество уровней выходного сигнала 1 для двоичного входного сигнала Ас Колнчество разрядов регистра сдвнгз 4п — Н Колнчестзо уровней снгнзлз В Чзстотнзя передаточная фуннння нодерз и 41оз1 аесавзя сумме Вз Тяп сигнала Лиричный сигнал Весовой отклик класса 1 †» — 2 2 соз д Н2йт 4 созе и Н21Р 2 4 созд)1%' — со52пу/Ж'+ + 1 151п и )!В' — Мп 2и )!1р) 2япдН1Р 4 51п Л Н1р Аг+ А; Аг+ 2А; 1+ А; 2А;+ Аг, — А, Аг — А1 А;+ 2А1 у — А,.— 4 — » — 4 — » — 6 Поскольку весовое суммирование — линейная операция, то переданные символы А; в отсутствие шумов и искажений сигналов могут быть восстановлены на приемной стороне из многоуровневых символов Вг по правилу А, = — [В, — 2' А,А...
] /.= т (16.8) А,.=о [ — (В,— 2' АА,, )] . (16.9) 434 при условии, что правильно восстановлено по крайней мере (и†!)' предыдуших символов. Введенный таким образом инверсный фильтр имеет передаточную функцию Н вЂ” '(г) на плоскости комплексной переменной г. Так, например, для весового отклика 4-го класса имеем Н(г)= =! — г У= (г' — 1) /гз, следовательно, для декодера получим Н-'(г) =гз/(гз — 1). Передаточная функция декодера Н-'(г) имеет полюсы при г= ч-1, следовательно, декодер неустойчив на частотах 1=0 и 1=)4У.
![](https://s.studizba.com/z.php?f=/templates/si/i/noavatar.png&w=100&h=100&t=1"){kind=avatar}
