ГЛОНАСС. Принципы построения и функционирования. Под ред. А.И.Перова (2010) (1151961), страница 83
Текст из файла (страница 83)
13.7.5. Алгоритмы работы дискретных фильтров в контуре следящих систем 511 В следящих системах ССФ, ССЧ и ССЗ могут использоваться различные типы сглаживающих фильтров. Синтез оптимальных СФ приведен в п. 6.3.6, На- 1"лава 13 ряду с рассмотрением оптимальных СФ возможны стандартные подходы, вытекающие из теории автоматического управления.
Они кратко приводятся ниже. Описание дискретных фильтров удобно давать в сравнительном плане относительно соответствующих аналоговых фильтров, так как работа последних физически более прозрачна. Поэтому будем придерживаться такого подхода. Для аналоговых фильтров порядок фильтра определяется порядком дифференциального уравнения, которым он описывается. Для дискретных фильтров — порядком соответствующего разностного уравнения. Дискретные "интеграторы". В непрерывных следящих системах за подвижными объектами фильтры в контуре следящей системы строят, как правило, с использованием интеграторов, т.
е. звеньев с операторным коэффици- К„„ ентом передачи К(р) = "", где р - =— — оператор дифференцирования. р Й Схема аналогового интегратора приведена на рис. 13.13, а. Она реализует операцию х = — "" у и включает усилитель с коэффициентом усиления К„„н р интегратор с единичным коэффициентом усиления. При построении дискретных фильтров аналоговый интегратор заменяют дискретным эквивалентом. Известны различные схемы замены аналогового интегратора дискретным, что обусловлено различными формулами численного интегрирования ~13.3~. Наиболее часто используют схемы дискретных интеграторов, приведенные на рис.13.18, б — г. а) в) г) Рис. 13.18. Схемы аналогового (а) и дискретных (б — г) интеграторов (13.28) х~ -— х~ ~+Ту»,, 512 Здесь г ' обозначает задержку на один такт Т обработки. В схеме рис. 13.18, б реализуется дискретный алгоритм численного интег- рирования Аппаратура потребителей коэффициент передачи дискретного интегратора (в смысле У-преобразования) К(г) = —.
Т (13.29) г — 1 Схема рис. 13.18, в описывается разностным уравнением х~ —— х~, + Ту~, коэффициент передачи дискретного интегратора к( )= —, Тх г — 1 (13.30) а в схеме рис. 13.18, г реализуется алгоритм численного интегрирования х~ — — х~, +Т(у~+уА.,)/2, коэффициент передачи дискретного интегратора Т 2+1 к( )= —. 2~ — 1 (13.31) Кф2 (1+ РТф) Кф2 1 К(р), — +Т р (13.32) где Кф2 — коэффициент усиления фильтра; Тф — постоянная времени демпфирующего звена. Схема аналогового фильтра приведена на рис. 13.19, а.
а) Рис. 13.19. Схемы аналогового (а) и дискретного (б) фильтров второго порядка 513 17-1026 Дискретный фильтр второго порядка. Аналоговый фильтр второго порядка, используемый в следящих измерителях координат подвижных объектов, имеет коэффициент передачи 1 лава 13 К(г) =' " ' +Т, (13.33) Структурная схема дискретного фильтра второго порядка с коэффициентом передачи (13.33) приведена на рис. 13.19, б.
Аналогично получаются коэффициент передачи и структурная схема дискретного фильтра второго порядка при использовании дискретного интегратора с коэффициентом передачи (13.31). Дискретный фильтр третьего порядка. Коэффициент передачи аналогового фильтра третьего порядка ~фз(~+Р ф~ (Р ф~) ) — 3 — — — +Тф~ +ТФ2 > Р Р Р Р (13.34) где Кф, — коэффициент усиления фильтра; Тф, Тф2 постоянные времени. Схема аналогового фильтра третьего порядка приведена на рис. 13.20, а.
а) Рис. 13.20. Схемы аналогового (а) и дискретного (б) фильтров третьего порядка 514 Дискретный фильтр второго порядка, соответствующий (13.32), получается при замене аналогового интегратора дискретным. Так, используя дискретный интегратор с коэффициентом передачи (13.29), получаем коэффициент передачи дискретного фильтра второго порядка: Аппаратура потребителей Коэффициент передачи дискретного фильтра третьего порядка получается при подстановке в (13.34) вместо коэффициента передачи аналогового интегратора соответствующего коэффициента передачи дискретного интегратора.
Подставляя, например (13.29), получаем К(г) = ф — +Т, +Т2 (13.35) Схема дискретного фильтра, имеющего коэффициент передачи (13.35), приведена на рис. 13.20, б. Дискретные фильтры в контуре ССФ. Описанные в предыдущих разделах фильтры второго и третьего порядка могут быть реализованы в различных следящих системах, в том числе и в ССФ. Для фильтра второго порядка с коэффициентом передачи (13.33) переходная матрица Ф~ и матрица коэффициентов усиления К~ в уравнениях (13.21), (13.22) имеют вид К Тт Кф1 КФг 1 Т 0 1 (13.36) Для фильтра третьего порядка с коэффициентом передачи (13.35) переходная матрица Ф~ и матрица коэффициентов усиления К~ имеют вид (13.37) Кф —— Дискретные фильтры в контурах ССЗ и ССЧ.
В ССЗ и ССЧ используется в основном фильтр второго порядка с коэффициентом передачи (13.33). Переходные матрицы и вектор коэффициентов усиления описываются соотношениями (13.36) с заменой ф-+ г или ф-+ аз соответственно. 13.7.6. Алгоритмы управления генераторами опорных сигналов в следящих системах Важным элементом следящих систем за задержкой, фазой и частотой сигнала являются генераторы опорных сигналов, параметры которых управляются таким образом, чтобы обеспечить требуемые характеристики слежения.
Через ГОС замыкается обратная связь в СС, а используемые в них параметры влияют на дискриминационные характеристики соответствующих дискриминаторов, а также на фильтрующие свойства СС. 515 1 Т 0 0 1 Т 0 0 1 К,и КФг = КФз КфзТф2~ г КфзТф1Т . КфзТ Глава 13 Рассмотрим для примера ССФ. Из алгоритмов оптимальной фильтрации (например, (Пб.2)) следует, что на корреляторы синфазной и квадратурной компонент на интервале накопления ~1„1!,!!,1 необходимо подавать гармонические колебания созыв„!!, „+ф„„), яп(в„1!, Ь!+ф!, „), 1=1,М, где ф~,! =А !+(1-1)а!,- Т.! (13.38) Т! — временной шаг работы АЦП. Соотношение (13.38) определяет оптимальный закон управления фазой перестраиваемого генератора гармонического колебания (УЦГС на рис.
13.14). Такое управление включает управление по фазе (ф„,) и по частоте (Й!,,). В гл. б статистические характеристики ФД рассчитывались именно для такого закона управления УЦГС. На практике для упрощения СС используют более простые законы управления. Так, на рис.13.14 управление УЦГС осуществляется только по частоте, а закон управления определяется приращением оценки фазы за шаг временного накопления в корреляторе Т. При использовании СФ с характеристиками (13.36), (13.37) оценка фазы сигнала определяется уравнением ф!, — -ф~ !+Тщ,, +К~,и ~!,, из которого определяем сигнал управления: к, ~Уп,/с = Т =А — 1 + дф,Ф (13.39) и соответствующий закон изменения фазы УЦГС: фуцгс;!,,! = фуцгс;!, + 1Т!Ьиу,,!, (13.40) Аналогичные выражения можно записать для сигналов управления задержкой дальномерного кода в ССЗ.
13.7.7. Алгоритм выделения навигационного сообщения Выделение символов 9„, осуществляется в когерентном режиме работы 516 приемника. Из общей теории оптимального приема следует (см. п. 6.3.5), что в случае модуляции сигнала НС только символами навигационного сообщения (длительностью 20 мс) для оценки информационного символа необходимо сформировать сигнал (6.66), аналогичный синфазной компоненте коррелятора на длительности информационного символа (20 мс). Для формирования такого сигна- Аппаратура потребителей ла необходимо прежде всего осуществить синхронизацию по границам бит информационных символов (битовую синхронизацию).
В СРНС ГЛОНАСС навигационное сообщение (символы которого следуют с частотой 50 бит/с) складывается по гное 2 с символами М-кода, следующими с частотой 100 Гц (см. п. 11.3). Поэтому, прежде чем выделять символы навигационного сообщения, необходимо выделить символы М-кода, для чего следует также выполнить битовую синхронизацию М-кода. Пусть корреляторы АП имеют время накопления Т = 1 мс. Рассмотрим отсчеты синфазной компоненты коррелятора 1~ (следующие с частотой 1 кГц). Алгоритм выделения символов навигационного сообщения, основанный на обработке отсчетов 1~, условно представлен функциональной схемой рис.
13.21. Рис. 13.21. Выделение символов навигационного сообщения Отсчеты 1~ с выхода коррелятора поступают в блок выделения импульсов тактовой частоты М-кода (/м, — — 50 Гц). Здесь фиксируются моменты смены знака отсчетов 1~ и после определенной статистической обработки формируются импульсы тактовой частоты 50 Гц, привязанные к моменту смены знака символов М-кода.
Сформированные импульсы поступают: в блок формирования М-кода («дискретный генератор» М-кода), который формирует последовательность +1 или -1, чередующихся с частотой 50 Гц (т.е. в рассматриваемом варианте с Т = 1 мс формируется по десять +1 или — 1); в блок формирования импульсов символьной частоты ( /си —— 100 Гц), которые соответствуют границам символов навигационного сообщения (синхронизация по символам навигационного сообщения); в блок выделения символов М-кода, в котором формируются «пачки» отсчетов 1, соответствующие одному символу М-кода; границы символов задаются импульсами тактовой частоты 50 Гц, поступающими с одноименного блока.
517 Глава 13 Выделенные символы М-кода («пачки» отсчетов 1~) поступают в сумматор по шод 2, где они складываются с импульсами тактовой частоты, в результате чего снимается модуляция навигационного сообщения М-кодом. Поэтому на выходе данного сумматора формируются отсчеты 1)„в которых присутствует модуляция только навигационным сообщением.
![](https://s.studizba.com/z.php?f=/templates/si/i/noavatar.png&w=100&h=100&t=1"){kind=avatar}
