Перов А.И., Харисов В.Н. ГЛОНАСС. Принципы построения и функционирования (4-е издание, 2010) (1151865), страница 82
Текст из файла (страница 82)
Все это в совокупности позволяет определить с высокой точностью задержку и частоту сигнала и ограничиться перебором нескольких ячеек анализа по задержке и доплеровскому смещению частоты. Эта задача и решается в режиме допоиска. Рассмотрим некоторые варианты реализации процедуры поиска сигналов и возможности ускорения поиска.
Последовательный поиск на корреляторах Одним из возможных способов реализации поиска является последовательный поиск с использованием тех же корреляторов, которые впоследствии используются при слежении за сигналом. Данные корреляторы, несмотря на простоту формулы (13.3)-(13.11), имеют достаточно сложную структуру, предполагающую плавную перестройку по фазе, частоте, задержке и скорости кода. Реализация такого коррелятора требует достаточно много аппаратных ресурсов, поэтому даже в современной аппаратуре количество подобных корреляторов ограничено 1не более 100).
Как следствие этого, процесс поиска происходит очень медленно. Характеристики данного алгоритма описаны в п. 6.2. Наиболее простой вариант ускорения поиска в этом случае — использование внутренних ресурсов корреляторов слежения. Данные корреляторы для реализации дискриминаторов задержки имеют «опережающие» и «запаздывающие» компоненты, которые можно использовать для одновременного анализа нескольких частотных позиций. Если классический коррелятор имеет «опережающий», «центральный» и «запаздывающий» компоненты, их использование может ускорить процесс поиска в 3 раза.
В современных корреляторах существует тенденция к увеличению данного набора до 5, 7 и более, что связано с решением проблемы многолучевости и слежением за сигналами с модуляцией ВОС(п,т). Это также позволяет ускорить процесс поиска сигналов.
Поиск с использованием параллельных корреляторов Наиболее очевидный метод ускорения поиска — распараллеливание, то есть использование большого количества корреляторов. Использование с этой целью полноценных корреляторов, аналогичных тем, что используются при слежении, хотя и возможно, но, во-первых их реализация требует больших аппаратных ресурсов, а во-вторых, для управления каждым таким коррелятором 497 Глава 13 требуется большая пропускная способность линии обмена с центральным процессором.
В противном случае он может просто не успевать ими управлять. Поэтому разрабатываются блоки быстрого поиска навигационных сигналов на основе специализированных версий корреляторов, предназначенных исключительно для поиска. Рассмотрим корреляционный интеграл, например (13.3), который вычисляется для ячейки анализа, соответствующей значениям задержки Е, и доплеровского смещения частоты а! =~~~ У(~!, !!) Ь~,~~!, !,— ~,.!, !!)см(~п!~!, !! ~л,.~ !!1! — )~д).
(13.12) Разобьем интервал интегрирования Т = Л4Т~ на Х, участков длительностью, равной длительности ячейки анализа по задержке Т„=т„Т~ (Т=У„Т„, М = Ж,т,.), таким образом, чтобы моменты смены символов опорного дальномерного кода совпадали с границами этих участков. С учетом этого представим (13,12) в виде (13.13) .=о где Т," = ~~» у(Г!, ! „„) Ь,~~„!,.„— Е,-.!, ! !)соя~и„,г!, ! „„, + к~у~ ! ! (гт,. +! — 1)Т~). (13.14) Благодаря принятому разбиению временного интервала Т на подинтерва- лы Т, значение символов дальномерного кода опорного сигнала постоянно на каждом из интервалах длительностью Т„, поэтому (13.13), (13.14) можно пред- ставить в виде (13.15) >=о .=о где Р„, = ~~~ у (~„! „„) сов ( и„,~~ !,+, + в„-.„! ! (гт, + 1 — 1) Т~ )). 113.16) В (13.16) выражение под знаком суммирования не содержит дальномерного кода, поэтому может быть вычислено заранее и сохранено в памяти.
Далее Аппаратура потребителей осуществляется расчет сумм (13.15) для всех значений задержки г, с учетом вычисленных значений Р„, Схема коррелятора для одной ячейки анализа по частоте, реализующего алгоритм (13.15), (13.16) для двух квадратурных каналов приведена на рис. 13.8. Рассчитанные для всех значений частот и задержек корреляционные интегралы 1,, (и аналогичные квадратурные компоненты Я, ) далее используются для расчета огибающей (6.11), поиска максимума по т,, ~; и принятия решения. Текущая анализируемая частота Й Рис. 13.8. Схема коррелятора для одной ячейки анализа по частоте Использование предварительного накопления сигнала на интервале времени Т„снижает темп поступления обрабатываемых отсчетов с исходного, определяемого частотой дискретизации входного процесса, до величины порядка 1...2 МГц (для СТ-сигналов).
Если темп работы блока предварительного накопления привязан к частоте дискретизации и символьной скорости используемого дальномерного кода, то перебор по задержке может осуществляться с отчетами, занесенными в память на более высокой частоте (эта область на рис. 13.8 выделена пунктирной линией). Для хранения отсчетов требуется достаточно большой объем памяти, уменьшить который можно усечением разрядности накапливаемых величин Р„, (на рисунке не показано). Данное усечение разрядности отсчетов будет вносить некоторые потери, поэтому выбор разрядности представления чисел должен оптимизироваться под каждое конкретное применение.
Таким образом, использование специализированных поисковых корреляторов при меньших вычислительных затратах позволяет на порядки ускорить процесс поиска. Так, например, в чипе ЯКРз1аг 1Ч полноценных каналов слежения за навигационными сигналами — 48, а блок поиска эквивалентен 499 Глава 13 1000000 корреляторов.
При этом получается пропорциональное ускорение процесса поиска. Поиск с использованием согласованных фильтров Алгоритм поиска по задержке можно реализовать в форме согласованного фильтра 1рис. 13.9). Текущая анализируемая частота Й Рис 13.9. Схема блока поиска с использованием согласованного фильтра Также как и в предыдущем варианте, входные отсчеты поступают на два квадратурных канала, где выполняется предварительное накопление сигнала на интервале времени Т„. Далее в каждом канале используется согласованный фильтр, состоящий из линии задержки, соответствующего количества умножителей и ячеек памяти, в которые записываются отсчеты опорного кода. Результат перемножения проходит через цепочку сумматоров с линиями задержки.
На выходе согласованного фильтра на каждом такте работы формируется отсчет, соответствующий корреляционному интегралу, накопленному для одной ячейки анализа по задержке. При этом для реализации алгоритма (13.15) необходимо использовать либо параллельное перемножение Ж, отсчетов и многовходовый сумматор, либо последовательные вычисления, но тогда на вычисление корреляционной суммы для одного значения задержки потребуется Ж„ тактов. Поиск с использованием дискретной свертки во временной области Теоретической основой данного подхода является следующий известный результат.
Пусть имеем два дискретных периодичных сигнала с периодом 1Ч. Запишем дискретную свертку этих сигналов 500 Аппаратура потребителей Ф вЂ” ! г), - — ~ х у),, Й е ~0; Ф вЂ” Ц . (13.17) пав=О Подставляя в (13.17) представление х), и у~ в форме обратного дискретного преобразования Фурье (ДПФ), запишем 1 ° )~ ие 1 ° 12 ц/с-~) .2л, 1 — ~д/с- ) — Г 5„„е и — ~~)~ я», е и пг=О п=О !=о е=О п=О 1=0 (13.18) 7~~т(п-!) У> п = 1, Учитывая, что ~) е "' = ' ', запишем (13.18) в виде О, п~!. п=О (13.19) Данное выражение описывает обратное преобразование Фурье от произведения спектров исходных сигналов и является следствием известной теоремы о том, что спектральная плотность свертки сигналов во временной области равна произведению спектральных плотностей этих сигналов.
Отметим, что представление (13.19) справедливо и для комплексных сигналов х),, у~. Рассмотрим то, как можно применить данную теорему для задачи поиска сигнала. При поиске необходимо для различных значений задержек Р,, ! = О, Ж, -1 вычислить корреляционную сумму (13.15). Для этого опорный сигнал (дальномерный код) многократно сдвигается относительно входного сигнала по задержке на длительность ячейки разрешения по задержке с вычислением скалярного произведения векторов входного и опорного сигналов.
Положим для простоты рассуждения длительность ячейки разрешения по задержке равной длительности символа дальномерного кода, а длительность интервала интегрирования в корреляторе равной периоду кодовой последовательности, т.е. Т, = г„Т = Т,. Тогда Х„= А, где Š— число символов дальномерного кода на длине периода Т,. Рассмотрим первую ячейку анализа 1=1, для которой последовательность символов дальномерного кода обозначим как Ь„„.„= Ь„„, 501 г = О,Е-1. Последовательность символов дальномерного кода для второй ячейки анализа по задержке получается в результате сдвига аналогичной последовательности для первой ячейки анализа на одну позицию, поэтому можно запи- Глава 13 сать выражение Ьд„2.„=Ь„,.„„=Ьд„„„, «=О,А — 1.
Аналогично для ~'-й ячейки анализа по задержке можно записать выражение Ь„, „= Ь„,,„„= 6„„„., « = О,С-1. Учитывая сказанное, (13.15) можно записать в виде (13.20) «=в Данное выражение отличается от выражения для дискретной свертки (13.17) тем, что «второй сигнал» оказывается «развернутым» во времени.
![](https://s.studizba.com/z.php?f=/templates/si/i/noavatar.png&w=100&h=100&t=1"){kind=avatar}
