Прокис Дж. Цифровая связь (2000) (1151856), страница 27
Текст из файла (страница 27)
Рисунок 3.5.5 иллюстрирует такой (3-битовый) квантователь, в котором размер шага устанавливается рекуррентно согласно соотношению Дл,! = АлМ(п), (3.5.15) где Лтз(п) — множитель, величина которого зависит от уровня квантования отсчета х„а !з„— размер шага квантования для обработки х„. Величины множителей, оптимизированные для кодирования речи, были даны Джайантом (1974). Эти значения даны в табл. 3.5.1 для 2-, 3- и 4-битового адаптивного квантователя.
Выход Ф Предыдущий !!! и- - выход Множитель -+ Вход М(4) Рис. 3.5.5. Пример квантователя с адаптивным размером шага (Джайант, 1974) Таблица 3.5.1. Коэффициенты умножения для адаптивной установки размера шага (Джайант, 1974). ИКМ ДИКМ 2 3 4 2 3 4 0,80 1,60 Если выход источника квазистационарный, предсказатель в ДИКМ также можно сделать адаптивным. Коэффициенты предсказателя могут время от времени меняться, чтобы отразить меняющуюся статистику сигнала источника.
Линейные уравнения (3.5.9) остаются справедливыми и с краткосрочной оценкой автокорреляционной функцией х„ поставленной вместо оценки функции корреляции по ансамблю, Определенные таким 114 М(1) 0,60 М(2) 2,20 М(3) М(4) М(5) М(6) М(7) М 8) 0,85 0,80 1,00 0,80 1,00 0,80 1,50 0,80 1,20 1,60 2,00 2,40 0,90 0,90 0,90 0,90 1,25 0,90 1,70 0,90 1,20 1,60 2,00 2,40 образом коэффициенты предсказателя могут быть вместе с ошибкой квантования ел переданы приемнику, который использует такой же предсказатель.
К сожалению, передача коэффициентов предсказателя приводит к увеличению необходимой битовой скорости, частичйо компенсируя снижение скорости, достигнутое посредством квантователя с немногими битами (немногими уровнями) для уменьшения динамического диапазона ошибки ел, получаемой при адаптивном предсказании. В качестве альтернативы предсказатель приемника может вычислить свои собственные коэффициенты предсказания через ел и хл, где х„ = е„ + 2„а,.х„, . (3.5.16) Если пренебречь шумом квантования, хл эквивалентно х,, Следовательно, хл можно использовать для оценки автокорреляционной функции ф(п) в приемнике, и результирующие оценки могут быть использованы в (3.5.9) вместо ф(п) при нахождении коэффициентов предсказателя.
Для достаточно качественного квантования разность между х, и хл очень мала. Следовательно, оценка ф(п), полученная через хл, практически адекватна для определения коэффициентов предсказателя. Выполненный таким образом адаптивный предсказатель приводит к низкой скорости кодирования данных источника. Вместо использования блоковой обработки для нахождения коэффициентов предсказателя (а, ), как описано выше, мы можем адаптировать коэффициенты предсказателя поотсчетно, используя алгоритм градиентного типа, подобный адаптивному градиентному алгоритму выравнивания, который рассматривается в гл.
11. Похожий алгоритм градиентного типа также разработан для адаптации фильтровых коэффициентов (а,) и (Ь,) для системы ДИКМ, показанной на рис. 3.5.4. За подробностями такого алгоритма читатель Может обратиться к книге Джайанта и Нолля (1984). Дельта-модуляция (ДМ). Дельта-модуляцию можно рассматривать как простейшую форму ДИКМ, в которой используется двухуровневый (1-битовый) квантователь в соединении с фиксированным предсказателем первого порядка. Блок-схема кодера и декодера для ДМ показана на рис.
3.5.6, а. Заметим, что (3.5.17) Хл = Поскольку д =е — е =е -1х -х) л л л л» л л)» то следует Хл Хл-! +Чл-» ' Таким образом, оцененное (предсказанное) значение хл в действительности является предыдущим отсчетом хл,, измененным шумом квантования д„,. Также заметим. что разностное уравнение (3.5.17) определяет интегратор со входом е,. Следовательно„ эквивалентной реализацией предсказателя первого порядка является интегратор со входом, равным квантованному сигналу ошибки ел.
В общем случае квантованный сигнал ошибки масштабируется некоторой величиной, скажем Л,, которая называется размером шага. Эквивалентная реализация показана на рис. 3.5.6, Ь. В результате кодер, показанный на рис. 3.5.6, аппроксимирует сигнал х(г) посредством линейной ступенчатой функции. Для 115 Ф относительно хорошей аппроксимации сигнал х(т) должен меняться медленно относительно скорости стробирования. Это требование подразумевает, что скорость стробирования должна быть в несколько раз (не меньше 5) больше скорости Найквиста.
К передатчику Декодер источника Выход К передатчику Декодер источника ~код Рис, 3.5.6. (а) Блок-схема системы Л-модуляции. (Ь) Эквивалентная реализация системы Л-модуляции При заданной скорости стробирования характеристика качества кодера ДМ ограничена двумя видами искажений, как показано на рис.3.5.7. Одно называется перегрузкой тто наклону. Оно вызывается размером шага Л,, который слишком мал, чтобы следить за сигналом, который имеет крутой наклон. Второй тип искажений, названный иумоят дробления, возникает от использования размера шага, который слишком велик для сигнала.
имеющего малый наклон. Необходимость минимизации обоих видов искажения приводит к противоречивым требованиям для выбора размера шага Л, . Решение сводится к выбору Л,, который минимизирует сумму средних квадратов от двух видов искажений. Даже если Л, оптимизирован для минимизации общего среднего квадрата ошибки по наклону и шуму дробления, рабочая характеристика кодера с ДМ может все еще остаться неудовлетвррительной. Альтернативное решение заключается в выборе переменного размера шага квантования, который адаптируется к кратковременным характеристикам сигнала источника, т.е.
размер шага увеличивается, когда сигнал имеет крутой наклон, и уменьшается, когда сигнал имеет относительно малый наклон. Эта адаптивная характеристика иллюстрируется рис. 3.5.8. 11б Шум дробления я яй) Шум дробления яй) иск пер по н некаже перегру иа иак> Рнс. 3.5.7. Пример искажений перегрузкой по наклону Рис. 3.5.о.
Пример кодирования при дельта-модуляции и шума дробления а кодере дельта-модуляции с переменным размером шага Для адаптивной установки размера шага на любой итерации могут быть использованы различные методы. Квантованная последовательность ошибок е„создает хороший критерий характеристик наклона кодируемого сигнала. Если у квантованной ошибки е меняется знак между последовательными итерациями, это указывает на то, что наклон сигнала в этой области относительно мал. С другой стороны, когда сигнал имеет крутой наклон, последовательные значения ошибки еп имеет одинаковый знак.
На основе этих наблюдений возможно создать алгоритм, который уменьшает или увеличивает размер шага в зависимости от последовательных значений ел. Относительно простое правило, предложенное Д>кайантом (1970), сводится к адаптивному изменению размера шага согласно соотношению где К > 1 — константа, которая выбирается так, чтобы минимизировать суммарнос искахсение.
Блок-схема кодера-декодера ДМ, которая включает этот адаптивный алгоритм, показана на рис. 3.5.9. В технической литературе были исследованы и описаны насколько других вариантов адаптивного кодирования ДМ. Особенно эффективную и популярную технику, впервые предложенную Грифкесом (1970), называют дельти-модуляцией с непрерывно мениогцимся нок и>ном (ДМ НМН).
В ДМ НМН адаптивный параметр размера шага можно выразить так: Лл ееаЛл, +/С,, если ел,еи, и ел, имеют одинаковые знаки; в противном случае Лл = аул, + К>. Параметры се,1с„lгз выбираются так, что 0<а <1 и 7с, » 7са > О. Для более полного обсуждения этого и других вариантов адаптивный ДМ интересующемуся читателю следует обратиться к статьям Джайанта (1974) и Фланагана и др. (1979).
Они содержат обширную библиографию. ИКМ, ДИКМ, адаптивные ИКМ, адаптивные ДИКМ и ДМ используют технику кодирования источника, которая пытается достоверно представить временную форму выходного сигнала источника. Следующий класс методов кодирования сигналов основывается на спектральных представлениях сигнала источника. 117 ику Рис. 3,5.9. Пример системы дельта-модуляции с адаптивным размером шага 3.5.2. Спектральное кодирование сигнала В этом разделе мы кратко опишем методы кодирования сигнала, согласно которым фильтруют выход источника в определенном числе частотных полос или подполос и раздельно кодируют сигнал в каждой подполосе, Кодирование сигнала может быть выполнено во временной области в каждой подполоске или в частотной области, в которой представлен временной сигнал каждой подполоски.
Кодирование подполосок. При кодировании подполосок (КПП) сигналов речи и изображения суммарный сигнал разделяется на небольшое число частотных подполосок, а в каждой из них сигнал кодируется раздельно. При кодировании речи, например, низкочастотные полосы сигнала содержат большую часть спектральной энергии. В дополнение к этому шум квантования более заметен на слух в низкочастотной области.
Следовательно, для представления сигнала в низкочастотных полосах надо использовать больше бит, а в высокочастотных — меньше. Расчет фильтров особенно важен для достижения хорошей рабочей характеристики КПП. На практике обычно используются квадратурно-зеркальные фильтры (КЗФ), так как они имеют наилучшую характеристику, определйнную их совершенными конструктивными свойствами (см. Вайданатен, 1993).
Используя КЗФ для КПП, низкочастотную полосу сигнала неоднократно делят пополам, что создает октавио-полосных фильтров. Выход каждого КЗФ подвергается децимации с коэффициентом 2 для уменьшения частоты стробирования. Например, предположим, что полоса частот сигнала речи простирается до 1! 3 3200 Гц. Г1ервая пара КЗФ перекрывает спектр в нижней полосе (0...1600 Гц) и верхней полосе (1600...3200 Гц).
![](https://s.studizba.com/z.php?f=/templates/si/i/noavatar.png&w=100&h=100&t=1"){kind=avatar}
