Васин В.И. Информационные технологии в радиотехнических системах. Под ред. И.Б.Федорова (2003) (1151848), страница 39
Текст из файла (страница 39)
Остальная часть объема 1 — 1/(ф'„т„) распределяется по большой площади 2т„2ф„, чтобы УРовень Рог на этой площади был мал. Для идеализированного равномерного распределения ре имеем г р .4т ф' =1 — —, г 1 О и и 1 2 5~т„ Рнс. 4.10. Игольчатое тело рассогласования 220 4.4. Сигналы, обеспечивающие высокие разрешающие способности Примеры реальных сигналов с телами рассогласования, близкими к идеальному игольчатому, приведены далее. 4.4.2. Фазоманипулироваиные сигналы Фазовая (фазокодовая) манипуляция используется как средство расширения спектра импульсных и непрерывных сигналов для повышения разрешающей способности по дальности (времени запаздывания).
Фазоманипулированный сигнал в общем случае — это совокупность сомкнутых радиоимпульсов 1 = 1,2,..., %, имеющих одинаковые частоту колебаний /в и длительность тв при ограниченном количестве возможных сдвигов фаз у„ ц = 0,1,..., р — 1, относительно опорного синусоидальиого колебания указанной частоты. Структура сигнала определяется кодом в виде цифровой последовательности цл / = 1, 2, ..., )ч', элементы которой принадлежат к р-ичной системе счисления,/ — номер позиции парциального радиоимпульса, ц,— номер начальной фазы на/-й позиции. Начальные фазы чаше всего равномерно распределены на интервале (О, 2л), хотя для корректировки тел р(т, Г) используют иногда их неравномерное распределение.
При равномерном распределении значения начальных фаз у, пропорциональны р-ичным цифрам д: р = 2лц/р, д = 0,1, ..., р -1, (4.33) 221 Для р = 2 фазы принимают значения О, л; для р = 3 — значения О, 2л/3, 4п/3 и т. д. В радиолокационных системах наиболее распространенными явля- ются фазоманипулированные сигналы, составленные по двоичным (р = 2) кодам Баркера, М-кодам и т, д, (см. гл.
2). Иногда используют сигналы с изменением начальных фаз О, у (из а л) и многофазовые (р > 2). Незави- симо от выбора кодовой последовательности значения ц элементов кода используют в передатчике для формирования начальных фаз р элемен- тов зондирующего сигнала в соответствии с выбранной зависимостью <р, и д [31, 33 — 35], Импульсные сигналы с филовой манипуляцией кодом Баркера — это сигналы, для которых уровень боковых лепестков (боковых пиков) тела р(т, Г) в сечении Е = 0 при (О, л)-манипуляции составляет 1ОУ.
Такие коды подобраны для ряда значений У < 13 (табл. 4.1). Для Х = 7, например, бар- керовский код описывается цифровой последовательностью 0001101, так что Р1 = Рз = ц~з = рв = О, а дл = д, = р =и, Уровень боковых лепестков в сечении Е= 0 по мощности соответствует 1/74, или — 201язУ в децибелах. з 4, Разрешение сигналов Таблица 4. 1 Возможные законы фазовой манипуляции сигналов кодом Баркера При !з' = 13 этот уровень составляет — 22 дБ. В сечениях Г ~ 0 тела р(т,Р') содержат большие боковые пики, примерно равные 0,4...0,5 для Л/= 11 или Ф = 13.
Баркеровские коды используют поэтому лишь для радио- импульсов не очень большой длительности, структура которых не искажается при отражении от двюкущихся целей. Импульсные сигналы с фазовой манипуляцией по закону М-последовательности имеют тело рассогласования, близкое к игольчатому, Как известно, для снижения уровня р вне пика сигнал должен быть протяженным и иметь ширину спектра /1/„' ~1/т„.
Рассогласования т,Р' должны независимо разрушать имеющуюся корреляцию ожидаемых и принимаемых значений сигнала, чтобы равномернее распределить объем ~р2 по площади. Разрушенная из-за расстройки по т корреляция не должна восстанавливаться где-либо при расстройках по Е Фазовая манипуляция импульсного сигнала М-последовательностью с большим числом элементов Ф позволяет обеспечить выполнение перечисленных требований. Реальное тело р(т, г) шумоподобного сигнала, включая область боковых лепестков, имеет в сечении Р = 0 ограниченную протяженность 2т„= 2№л. В сечении т = 0 тело по-прежнему не ограничено, но протяженность его основной части 2Л/'„= 2/т определяется шириной спектра Л/„парциального импульсного сигнала.
Основной лепесток (область пика) тела рассогласования имеет в сечении Г = 0 треугольную форму, его ширина по уровню 0,5 равна тл. В сечении т = 0 форма пика описывается выражением ~з(пх/х~, его ширина по уровню О,б4 составляет 1/т„= 1/(Фтл). Распределение боковых пиков по плоскости т, Р оказывается, в целом, неравномерным. Среди кодированных М-последовательностями сигналов можно выбрать сигналы с минимальным значением максимума боковых пиков (минимаксные сигналы).
Максимумы пиков для этих сигналов имеют величину порядка 1/' /!з', медленно снижаясь с увеличением Ф. 222 4.4. Сигналы, обеспечивающие высокие разрешающие способности Использование шумоподобных фазоманипулированных сигналов с очень большим числом элементов Н, как и других достаточно сложных сиг палов, затрудняет разведку излучений РЛС, а значит, и наведение на них противолокационных ракет.
Непрерывные сигналы с фазовой манипуляцией по закону М-последовательности могут быть получены при фазовой манипуляции (или (О, к), или (О, <р)) гармонического колебания двоичной рекуррентной М-последовательностью, что приводит к периодическому непрерывному сигналу с манипуляцией фазы по закону этой последовательности в каждом периоде. Обработка принимаемых колебаний сводится к внутрипериодному и межпериодному когерентному накоплению. Функцию рассогласования такого сигнала можно получить из формулы (4.20), заменив сомножитель р (т, Г) комплексным выражением функции рассогласования для одиночного М-сигнала. Когда входящее в формулу (4.20) число периодов М стремится к бесконечности, тело р(т, Р) сводится в основной своей части к набору разнесенных по частоте на величину УТ„= 1/(№в) плоских элементов, протяженность которых 1IМТ„по оси г стремится к нулю, как это показано для (О, к)-манипуляции на рис.
4.11. Подобная структура тела р(т, Р) согласуется со свойством 3 (см. п. 4.2.2) тел рассогласования, в соответствии с которым разрешающая способность по частоте (радиальной скорости) повышается с увеличением длительности когерентного сигнала. Обеспечивается однозначное разрешение по радиальной скорости в пределах частотных интервалов 1/(№в) при произвольном временном рассогласованни т. Двоичная (О, ~р)-манипуляция позволяет снизить уровень боковых лепестков тела рассогласования в сечении г = 0 до нуля (рис.
4.12). Это облегчает Рис. 4.11. Тело неопределенности непрерывного сигнала с фазовой манипуляцией по закону М-последовательностн 223 4. Разрешение сиеназов ис(с) и(т) и(с- са) е и(с- г с,) и(с-Зта) е за и(с-4та) е зв и(с-5та)е за и(с- бта) Рис. 4.12. К пояснению обработки сигналов с двоичной (О, ср)-манипуляцией разрешение злементов групповой цели по дальности, перемещающихся с близ- кими радиальными скоростями, в процессе обнаружения или автоматического сопровождения по скорости. Значение ср в радианах выбирается из условия ср = я — агссоз1(Л( — 1)/(Л(+ 1)], (4.34) ?24 где Л( — период М-последовательности. Для значений Л(, равных 7, 15, 31, значения ср составят соответственно 139', 151', 160'.
Сформулированный результат справедлив как при корреляционной, так и при фильтровой обработке. Он поясняется ниже на примере обработки в согласованном фильтре (см. рис. 4.12, сс) сигнала с чередованием фаз (О ср ср ср 0 ср 0)..., соответствующим М-последовательности (О 1 1 1 0 1 0).... Импульсная характеристика фильтра соответствует одному периоду М-последовательности. Внутрипериодная обработка в фильтре должна дополняться межпериодным накоплением.
В момент достижения сигнала максимального значения все Л( = 7 подаваемых на сумматор задержанных и сдвинутых по фазе колебаний суммируются в фазе (рис. 4.12, б). В другие моменты времени из общего числа Л(= 7 парциальных импульсов (Л' — !)/2 = 3 импульса имеют нулевые начальные фазы. Остальные парциальные импульсы, а именно (Л(+1)/2 = 4, имеют ненулевые начальные фазы, в частности по (И +1)/4 = 2 импульса имеют начальные фазы ср и — ср, Относительный уровень напряжетия сигнала на выходе сумматора вне максимумов составляет 4.5, гало-иоллриэаиионные функции рассогласоваиия 1 гУ вЂ” 1 гс Л/+1б ге -ге~ У вЂ” 1 /!/+1 — е' + (е'е+е 'е) = + созбр, У 2 4 2)!/ 2У т.
е. равен !//!/при <р = к и обращается в нуль (рис. 4.12, в) при выборе бр со- гласно формуле (4.34). Этот же уровень сохраняется и в результате согласован- ной фильтрации элементарных импульсов последовательности (рис. 4.12, г), приводящей к преобразованию прямоугольной огибающей в треугольную, 4.5. Угло-поляризационные функции рассогласования -ггяо-в)4(ивв)/г. ю1 l 1 2 /о М 1= 1, 2, ..., /с, ..., М. (4.35) Если же волна (при согласованной поляризации) приходит под углом О, к нормали, то Х(9,) определяются по формуле (4.35) после замены 9 на О,. Подставляя выражения для Х(9) и Х(9,) в (4.6) и суммируя члены геометрической прогрессии ехр( — у2к(/ — /о)б/(з!п9, — з!пО)//)б), /=1,2,...,М, Рис. 4.!3. Линейная эквидистантная решетка (а) и ее пространственная функция рассогласования (б) 225 находим нормированную угловую (пространственную) функцию рассогласования 8 — 78 !б Угло-поляризационная функция рассогласования когерентных сигналов определяется формулой (4.6) и зависит от пространственно-поляризационных характеристик антенной системы [35, 43, 47).
Рассмотрим М-элементную эквидистантную линейную антенную решетку с шагом б/ и равномерным амплитудным распределением коэффициентов передачи напряжений на сумматор. Подбором сдвигов фаз эта решетка согласуется с плоской гармонической волной, падающей под углом 9 к нормали (рис. 4.!3, а).
![](https://s.studizba.com/z.php?f=/templates/si/i/noavatar.png&w=100&h=100&t=1"){kind=avatar}
