Справочник по радиолокации (ред. Сколник М. И.) т. 3 - 1979 г. (1151802), страница 115
Текст из файла (страница 115)
тнвлення. Доплеровская коррекция. Обработка сигналов с доплеровскнм сдвигом частоты осуществляется с помощью большого числа доплеровскнх каналов. ПЧ сигналы нлн биполярвые видеосигналы на входе доплеровскнх каналов получаются смешением принимаемого сигнала с снгнвламн опорных гетеродн. нов, частоты которых рззнесены нв величину, соответствующую элементу разрешения по доплеровской частоте. Величина рлементв разрешения по допле. ровской частоте обратно пропорциональна длительности растянутого импульса.
Далее в схеме каждого доплеровского канала должен быть использован согласованный фильтр, (рис. 19). При другом подходе применяется единственный опорный гетеродин и на. бор согласованных фильтров, нзстроенных на смежные доплеровские чзстотм.
Для обычно встречавшихся диапвзонов доплеровская частот, когда фаза за время длительности подымпульса изменяется медленно, набор доплеровскнх согласованных фильтров можно промоделировать с помощью матрицы сопротивлений (17) Для етого к схеме на рис. 19,и должны быть добавлены схемы сложения, по одной схеме нв каждый доплеровский канал (рис. 21). Для суммирующей шины, соответствующей нулевому доплеровскому сдвигу, все сопротивления имеют одно и то же знзчение. Значение сопротивлений для косинусных суммирующих шин пропорциональны сов 2пшл/»У, в значения сопротивлений для сннусных суммирующих шин пропорциональны з)пйпшп/»У, где и — номер отвода; т — номер доплеровского канала; ту — общая длине кода Если прн определении значения сопротивления оно получается отрнпа. тельным, то фвзл снгнзлз на выходе отвода сдвигается нз 180; Выходной 425 Гл. 8. РЛС со сэгогпел имчульгов сигнал каждой синусной шины сдвигается по фазе на 90' и затем складывается с сигналом косинусной шины, При реализации аналогичной схемы на видеоча* стоте обычно применяется схема, аппроксимирующая квэдратурную структуру.
Онэ состоит нз двухполупернодного выпрямителя, за которым следует схема суммирования, Эквивалентная аппроксимирующая схема на ПЧ состоит вз детектора огибающей и последующей схемы сложения. Миогофазные коды. Использование сигналов, отдельные подымпульсы которых имеют фазы, значения которых выбираются из достаточно большого набора (а не только два значения 0 и 180', как для бинарных кодов) также возможно. В многофазных иодах Фрэнека (18) последовательность фаз подым. пульсов определяется приведенной ниже матрицей 0 О 0 0 .. О 0 1 2 3 . Р— 1 0 2 4 б ..2(Р— 1) 0 3 6 9...3(Р— 1) г ° ... (Р— 1]э В втой матрице Р есть число градаций фазы, а )у Р' — число подымпульсов в кодированном сигнале. Последовательность кодирующих фаз получается при записи друг за другом строк или столбцов этой матрицы.
Фаза каждого подымпульса определяется умножением некоторого основного фазового сдвига на число из матрицы. Такой основной фазовый сдвиг обычно равен 2п)Р. Сле. довательно, полученная из матрицы последовательность для Р=3 имеет вид 0,0,0,0,1,2,02,1, а фазы подымпульсов равны 0,0,0,0, 2п)3, 4п/3, О, 4п(3 и 2п/3. Автокорреляционная функция такой последовательностя для периодической ее структуры имеет нулевой уровень боковых лепестков по оси времена. Для апериоднческой последователыюсти уровень боковых лепестков по оси времени возрастает. При увеличении Р отношение максимального бокового лепестка к главному пику стремится к (пР)-'. Это примерно на 1О дВ лучше, чем характеристики бинарных кодированных сигналов такой же длины. Од.
пако характеристики многофазных кодов быстро ухудшаются при наличии доплеровского сдвига частоты. При этом возникают боковые лепестки, макси. мальные нз которых достигают уровня от 30 до 40% главного максимума. Кро. ме того, при больших доплеровских сдвигах частоты в других областях плоскости дальность-доплеровский сдвиг возникают дополнительные выбросы. Такие характеристики многофазных кодов при наличии доплеровского сдвига частоты ограничивают область их применения ситуациями, в которых доплеровский сдвиг мал нлв им можно пренебречь. Лучшие характеристики функционирования при наличии доцлеровского сдвига частоты можно обеспе.
чнть при использовании кодов иной структуры. Последовательность фаз, полученная из матрицы Фрэнка, начинается с нуля, затем в начале сигнала изменения происходят медленно, и при приближении к концу сигнала скорость изменений увеличивается.
В этом отношении характер изменения фазы в таком сигнале напоминает характер изменения фазы ЛЧМ сигнала. При этом полу. чающнйся в результате сигнал состоит нз подымпульсов одинаковой длительности, ио скачки фаз между соседними подымпульсами неодинаковы. Если использовать подымпульсы неодинаковой длительности, по с равными скачка. ми фазы, то получим лучшую аппроксимацию фазовой характеристики Л'!М сигнала.
Функция неопределенности е ноордннатах дальность-доплеровский сдвиг в таком случае больше походит па фуикшио неопределенности сигнала с непрерывной ЛЧМ. 426 В.б. Сагпалы а частотно-временным кадараеапсгем 6.6. Сигналы с частотно-временным кодированием Сигналы с частотно. временным кодированием формируются с помощью изменения несущей частоты радиолокапноняого сигнала от импульса к нм.
пульсу. Сигнал при ртом состоит из послеловательности 27 ямпульсов, причти несущая частота каждого импульсе выбирается случайным илн детерминиро. Юируигту имрулер А инат лгй лги ртитайрии7 итири аизиарлг А,У и Г , атирллтр;"л Рне. тв. Формнровввнв н сосллсовлннве Ввльтрецнн свснлллв е нвстотне-невоенным во ннроввннеы, ванным образом из некоторого набора частот, перекрывающих рабочий диапазон, Схема линии задержки с отводамн (рнс, 227 является идеализирован. ной моделью, которая иллюстрирует возможность создания устройства, являю. щегося одновременно и генератором сигнала, н согласованным фильтром.
427 ггчгрлртилт А7лпеигиирт ииигчй йжаиглгй иииуили й Гл. 8. РЛС со сжатием импульсов Формирование сигннлв осуществляется с помощью подачи импульса А иа вход широкополосной линии задержки с отводами. Полосовые фильтры с центральными частотами /и /ь ... возбуждаются последовательно во времени в соответствии с размещением отводов по мере распространения импульса по линии. Импульсы несущей частоты, которые появляются на выходах отдельных фильтров, подверга|отся весовой обработке и сдвигу по фазе; затем они подаются иа суммирующую шину, на выходе которой формируется передаваемый сигнал А'.
Прием на согласованный фильтр осуществляется при подаче принимаемою сигнала В на противоположный вход той же самой линии Выходной си~пал при атом формируется на второй шине, перед подачей на которую отдельные сигналы претерпевают фазовый сдвиг, причем величина сдвига является сопряженной по отношению к сдвигу фаз при формировании сигнала. Декодирован. ный сигнал (обозначенный на схеме как сжатый импульс В') обеспечивает разрешение по дальности, соотнетствуюьпее суммарному частотному диапазону, перекрываемому частотными диапазонами всех импульсов.
Типичный сигнал такого класса состоит из й/ расположенных рядом импульсов длительностью т, спектры которых имеют ширину 1/т и расположены настолько близко друг к другу на оси частот, чтобы в суммарном спектре не было провалов. Так как ширина спектра равна теперь /у/т, ю номинальная длительность сжатого им. пульса равна х/л/ Эти соотношения представлены в табл. 7. Таблица 7 Последовательность Х/ близко расположенных импульсов с близко расположенными нв оси часто~ спектрами Длительность сигиалн 7 Ширина спектра сигнала В Произведение полоса-длительность ТВ Ширина сжатого импульса !/В .
й//ч йв т//у = 7 /Л/х 428 Если отдельные полосовые фильтры предназначены для формирования и согласованного приема импульсов с прямоугольными огибающими, то необ. ходимые передаточные функции можно получить с помощью схемы, показан. ной внизу рис. 22. Согласованный фильтр. Один вз вариантов схемы практически реализуе. мого согласованного фильтра показан на рис. 23. Он состоит из набора поло. совых ВЧ фильтров, набора кварцевых линий задержки, которые для обеспечения точной температурной стабилизации помещены в один и тот же прецизионный термостат и набора суммирующих шин, связанных с лияиями пере. дачи с помощью направленных ответвнтелей. Смешение иногда выполняется отдельно в каждом частотном канале с тем, чтобы сместить спектры отдель.
ных импульсов в область частот 20 — 60 МГц, где удобно применять кварцевые линии задержки. Смешение, используемое после прохождения сигналом блока задержки переносит спектры сигналов а ВЧ часть спектра, где удобнее обра. батывать сигналы, и восстанавливает исходное расположение каналов на оси частот, если зто расположение было изменено смешением, предшествовавшим задержке. При этом формируется большое число доплероаских каналов, каждому из ноторых соответствует суммирующая шина, Функционирование выход ной матрицы аналогично работе схемы формирования лучей, используемой в антенных решетках (см. т. 2, $4.9). Доплеровский канал с номером л связав с каждым частотным каналом с помощью направленного ответвителя в передающей линии на выходе канала.
Точное расположение отаетвителя а ликии Вб йигмаллы с частотно-иреллгииогм кодированием выбирается с таким рзсчетом, чтобы обеспечить нужные фазовые соотношения перед сложением импульсов, Активное формирование н корреляция. В активном генераторе сигналов (рис. 24) применяется синтезатор частот или цепь умножителей для того, чтобы обеспечить набор синхронизированных по фазе несущих при помогци основного опорного генератора (генератора тактовой частоты).
![](https://s.studizba.com/z.php?f=/templates/si/i/noavatar.png&w=100&h=100&t=1"){kind=avatar}
