Ширман Я.Д. Теоретические основы радиолокации (с содержанием) (1151797), страница 82
Текст из файла (страница 82)
7.22. Реяиркулятор — гребенчатый фильтр яакоплеяяя 451 $7.10 Амплитудно-частотная характеристика рециркулятора имеет гребенчатую структуру (рис. 7.23). Ее гребням соответствуют ча- рис, 7.23. Амплитудно-частотная характеристика ренир- кулятора стоты1 = — + —,. Амплитуды гребней нормированы к едит ага р нице. Между гребнями располагаются провалы с уровнем —.
1 — 1Р! 1+ 1РР Подбор необходимой ширины гребней и уровней провалов может быть осуществлен за счет выбора 1р1. Чем 1р1 ближе к единице, тем уже гребни амплитудно-частотной характеристики, что соответствует увеличению памяти рециркулятора. Для о п т и м и з ацни фильтрации ширину гребней амплитудно- частотной характеристики согласуют с ш и р и н о й г р е 6 не й а м ил и ту д н о- ч а с тот но го с п е к т р а с и г н а л а. Иначе, зто означает согласование длительности импульсной характеристики рециркулятора с длительностью пачки. Положение гребней амплитудно-частотной характеристики рециркулятора вдоль оси частот необходимо совместить с положением гребней амплитудно-частотного спектра сигнала.
Последнее можно обеспечить как за счет частотного сдвига каждой из спектральных составляющих сигнала, так и за счет подбора аргумен-т Рассматриваемая схема не может быть, вообще говоря, оптимальной для целей, имеющих разные скорости. П р и и з м е н енни скорости цели изменяется положение гребней спектра сигнала. Соответственно нужна новая настройка гребней амплитудно-частотной характеристики рецнркулятора.
Задача одновременного обнаружения сигналов от целей с различными скоростями может быть решена путем п а р а л л е л ьного соединения р е ц и р к у л я т о р о в, рассчитанных на разные скорости. Сложность такой схемы явилась препятствием распространению рециркуляторов. В последнее время, однако, выяснилась еозмсокность обнаружения целей с различными скоростями при помо1ци рециркулятора с одной линией задержки. Поясним возможность такого обнаружения.
Предположим, одиночный радиоимпульс поступает на оптимальный для него 452 й 7.10 Рис. 7,24. К пояснению малости потерь прв строоирова- нии выходного напряжения оптимального фильтра фильтр. Пусть выход этого фильтра периодически стробируется короткими импульсами с периодом т„„заметно меньшим длительности выброса сигнала на выходе оптимального фильтра (рис.
7.24). Стробирование не ухудшает отношения сигнал/помеха, поскольку вершина выходного импульса образовалась в результате когерентного накопления за время всей длительности входи о г о и соответствует отношению сигнал/помеха, близкому к ° 2Э пиковому ~~ —. Поэтому короткие импульсы, полученные после Уе стробировання, могут нести информацию об амплитуде и фазе более широких вершин импульсов на выходе оптимального фильтра. Они могут быть затем обработаны в рециркуляторе, если линия задержки и остальные элементы рециркулятора обеспечивают необходимую широкополосность, а время задержки кратно величине т„.
Для указанной последовательности стробирующих импульсов может быть установлено необходимое значение агд р. Существенно, что схема рециркулятора значительную часть времени остается н ез а гр у же иной и может производить обработкудля других значений скорости, азначит, и агф. На указанном принципе основана схема, приведенная на рис. 7.25.
Она представляет собой рециркулятор, в цепь обратной связи которого включено звено, обеспечивающее необходимое значение 1р1, и звено, обеспечивающее изменение во времени агф. Последнее достигается в схеме двойного преобразования частоты, 1 содержащей гетеродины с частотами /г и /г + . Если на вход й 7.10 453 рис. 7.25, Многоцелевой гребенчатый фильтр накоп- лении этой схемы поступает колебание соз 2п)'о), то на выходе получается колебание вида 1 соз2п[га + (1', + — ) — 1г) Г = соэ )2п 1е) + агкр), где агф = = 2п1!т„. Последний через каждый интервал времени меняется на 2п, т.
е. принимает повторяющиеся значения. Соответственно через интервалы т„следуют моменты максимального накопления для некоторой допплеровской частоты. Поэтому обработка 1рис. 7.25) оказывается эквивалентной обработке в рециркуляторе со стробированием. На схеме рис. 7.25 показаны гетеродины, колебания их разностной частоты выделяются в смесителе и синхронизируют генератор вертикальной развертки растрового индикатора. Вертикальная развертка, синхронизованная с изменением ага )), является р аз не р т ко й с к ар о ст и. На горизонтальные пластины индикатора подается обычная р а з в е р т к а д а л ь н ос т и. Яркостная отметка на индикаторе покажет положение цели в координатах д а л ь н о с т ь — с к о р о с т ь. Описанные выше рециркуляторы на линиях задержки обладают большим достоинством — возможностью одноканальной обработки как на различных элементах дальности, так и для различных скоростей движения цели.
Это преимущество тем больше, чем сложнее схема для элемента дистанции. Однако, как уже отмечалось, за последнее время намечаются пути значительного у п р о щ е н и я отдельных ячеек обработки за счет перехода к интегральным схемам. В этом случае вновь возрождается интерес к схемам корреляционно-филотровой обработки типа рис. 3.46, когда принимаемые колебания стробируются импульсами для каждого участка дальности. При известной допплеровской частоте, как было показано на рис. 3.46, для накоп4б4 $ 7.10 леиия достаточно иметь только один контур. С учетом различия в допплеровских частотах потребуется число контуров порядка числа импульсов в пачке.
Такая схема должна производить накопление для каждого элемента дистанции. Продетектироваииое выходное напряжение коитура с наибольшей амплитудой повторно стробируется после детектора. Состыкованные импульсы для различных элементов дистанции поступают иа выход схемы. Наряду с накоплением таким же образом может быть решена задача режекции по частоте. Переходя к подобным методам, рассчитывают иа более высокое качество режекции, чем при использоваиии памяти в виде линий задержки, потеициалоскопов и т.
д. и 7.11. Принцип когереитиой оптимальиой обработки иа видеочастоте О (1) = )Г (1) СОЗ 2лгв 1, то частотную характеристику этого фильтра можно представить в виде О> К,(1) = ~ )'(1) сои 2п/в1 е ~~"~'г(1. (2) Используя формулу Эйлера, интеграл (2) сводим к сумме иитегра- лов т(а (1) = К» (г+ го)+ тх» (г га) 1 1 2 2 где О К» (7) = ~ )г(1)е ~~"~ Ж. На видеочастоте возможно не только когерентное подавление, но и когерснтное накопление. Схема одтимальной фильтрании на фоне небелого нгума (см рис. 7.!6) также может быть реализована на видеочастоте. $7.1! 455 В силу своей простоты широко используются схемы когереитиой обработки иа видеочастоте с череспериодиым вычитаиием. Покажем, что видеочастотиая схема в принципе может быть выполнена оптимальной и осуществлять те же самые операции, что и схема (см.
рис. 7.17) обработки иа промежуточной частоте'. На рис. 7.26 пунктиром выделена часть схемы иа промежуточиой частоте, которая будет переводиться иа видеочастоту. Если импульсная характеристика схемы череспериодиого вычитания в полосе частот сигнала описывается выражением рис 7.26. Пояснение перехода от обработки на промежуточной к обработке на аидеочастоте Если на вход гребенчатого фильтра подавления поступают коле- бания у(Г), то на его выходе получим О сп(()= ~ у(з) о(г — з)дз= чч = И'т (Г) соз 2пЦо 7+ В'е (7)з1п 2Я( 7 = = )/ Ф'7 (Г)+%'т (1) сои(2п)о à — Ф(7)), где (('пя(Г)= ~ у(з)) (7 3) . мз, сбз 2~~,~ соз Ф(7) ит, (с) Огибающая этого напряжения, соответствующая выходному напряжению линейного детектора, будет (О=р (т 1(7)+()72 (7) Полученным соотношениям соответствует схема, представленная на рис.
7.27, б. В этой схеме напряжение с выхода оптимального фильтра одиночного импульса у(7) поступает на два умножителя, на которые поданы квадратурные гармонические колебания на несущей частоте 7а. После умножителей стоят гребенчатые фильтры подавления на видеочастоте с импульсными характеристиками У(Г) и частотными характеристиками КтД) (рис. 7.27, в). На выходе этих фильтров получаются напряжения %',(Г) и (Р',(т), определяемые формулой (5).
После операции извлечения квадратного корня из суммы квадратов этих напряжений получается напряжение йр(т), такое же, как на выходе схемы обработки на промежуточной частоте. На рис. 7.27, а показана частотная характеристика гребенчатого фильтра подавления промежуточной частоты. Последний вместе с детектором обеспечивает ту же обработку, что и квадратурная схема (рис. 7.27, б) при частотной характеристике фильтров видеочастоты, представленной на рис. 7.27, в. Операции умноже4йб $7Л! г)т ю рис. 7.27. Амплитудна. частотные характеристики гребенчатого фильтра поданлении на промежуточной (а) и иидеочастоте (в); схема оптимальной обработки на аидеоча.
стоге (б) ния, которые предусматриваются схемой оптимальной обработки на видеочастоте, в каждом квц~ратурном канале приводят к образованию двух составляющих: двойной частоты 27 н видеочастоты, например, и(1) (2п(,1 — р(1)) з2 7,1= = — У (1) соз (4п~, 1 — сх (1)) + — У (1) соз а7 (1). 2 2 На выходе каждой видеочастотной пепи действует только видео- частотная составляющая.
Эта составляющая зависит не только от амплитуды поступающего на умножитель напряжения, но и от его фазы по отношению к опорному напряжению, т. е. каждый умножитель ведет себя как фазочувствительный детектор. Подобный же результат может дать схема фазочувствительного детектирования, показанная на рис. 7.28, а, в соответственно в небалансном и балансном варианте, если амплитуда опорного напряжения, подаваемого на эту схему, Уе =. (/. Например, для схемы (рис. 7.28, а) переменное напряжение, снимаемое с разделительного конденсатора, в соответствии с векторной диаграммой (рис. ?.28, б) составит й 7.11 чб7 и Ис) сас Гы, С-(а(с/7 р(с)сас1иас-гд((1) исаяат (та и„, 05 са сас ат а/ Ю/ е/ Рис.
7.28. Фааочувствительный детектор (а), векторная диаграмма напряжений (б) и балансный фааочувствительный детектор (а) йи„,=и„,— и,=и . р, где (ур„— — (l,+(/созгр при сделанном допущении (7,))К В качестве гребенчатого фильтра подавления на видеочастоте (так же, как и на промежуточной) могут использоваться схемы череспериодного вычитания с элементами памяти на линиях задержки, потенциалоскопах и т.
д. Устройства памяти должны хранить отраженный сигнал в течение одного или нескольких периодов следования импульсов, который для РЛС обнаружения составляет несколько миллисекунд. Такая величина задержки может быть получена, в частности, с помощью ультразвуковых линий задержки (УЗЛЗ). Поскольку скорость звука значительно меньше скорости света, сигнал задерживается на большое время при ограниченных размерах линий. Для преобразования электрических колебаний в механические (ультразвуковые) и обратно используют прямой и обршпный пьезоэлектрический эффект, который имеет место для кристаллов кварца, титаната бария и т.
![](https://s.studizba.com/z.php?f=/templates/si/i/noavatar.png&w=100&h=100&t=1"){kind=avatar}
