Ширман Я.Д. Теоретические основы радиолокации (с содержанием) (1151797), страница 81
Текст из файла (страница 81)
соответствует обнаружению одиночных радиоимпульсов некогерентной пачки на фоне небелого шума. Соответствующие теории гребенчатые фильтры подавления и накопления могут быть сравнительно просто реализованы на промежуточной частоте, что показывается в следующих параграфах. Оптимальная обработка сигнала на фоне пассивных помех может быть проведена и на еидеочаетоте, что явится предметом дальнейшего рассмотрения. 5 7.9. Гребенчатые фильтры подавления Если потребное число гребней велико, реализация фильтров с помощью контуров вызывает затруднение.
Более простой оказывается реализация необходимых частотных характеристик с помощью линий задержки. На рис. 7.18, а показана простейшая схема такого фильтра, состоящая из линии задержки (здесь на промежуточной частоте) и обобщенного сумматора — схемы образования разности незадержанного и задержанного напряжений. Эта схема соответствует линейным операциям обработки и,, (!) = и„(!) — и, (! — Т) (1) и поэтому представляет собой линейный фильтр.
Частотная характеристика этого фильтра может быть найдена из соотношения ! (!) ивыв (б = 1 — е (' "(~ = 2! е т" з1 и и!Т. ивх (() 1в и) в)ен(в Амплитудно-частотная характеристика ! К (!) ! = 2 ( з( п и!Т ( (2) изображена на рнс. 7.19, а. Она обращается в нуль для частот я ( ! = — и достигает максимума для частот 7„+ —. т зт ' Положение нулей этой характеристики изменяется при изменении периода посылки на некоторую величину ЬТ.
Поскольку практический интерес представляет участок гребенчатой характеристики в пределах полосы частот одиночного радионмпульса, где величину 2п!(Т + АТ) = 2п)Т+ а можно считать по- 446 й 7.9 ФФ иах(С( б) Рис. 7.18. Схема однократного (а) н двукратного (б и а) череспериодного вычитания — гребенчатые фильтры подавления Фут(г I! г ~х)п ггу 7! '~'г ! а( б г(т г(г б т(т г(г Рис.
7.19. Амплитудно-частотные характеристики схем однократного (а) и двукратного (б) череспериодного вычитания й 7.9 стоянной, то изменение положения нулей в нужной полосе частот (пунктир на рнс. ?.19, а) можно обеспечить, включая последовательно с нерегулируемой линией задержки регулируемый фазоврашатель. Поясним работу гребенчатого фильтра подавления (рис.
7.18, а), полагая, что на него воздействуют различные последовательности радиоимпульсов (бесконечная периодическая последовательность; пачки периодически следующих радиоимпульсов, отраженные от точечной цели и от импульсного объема отражателей при наличии разброса скоростей). Пояснение может быть дано как на основе спектральной, так и на основе временной трактовки воздействия. Бесконечная периодическая последовательность импульсов имеет линейчатый спектр.
Меняя несущую частоту спектра либо смещал по частоте области подавления, можно подвести спектральные линии под эти области и тем самым полностью подавить отражения от местных предметов, представляющие собой периодически следующие импульсы на несущей частоте 7,. С временной точки зрения полное подавление периодически следующих импульсов объясняется их временной компенсацией на промежуточной частоте, поскольку задержанный на период импульс не отличается от не- задержанного. В случае пачки периодически следующих импульсов, образуемой при обзоре, разные импульсы пачки имеют неодинаковые амплитуды. Поэтому при использовании череспериодного вычитания (ЧПВ) нельзя добиться полной компенсации, особенно на краях пачки. Чем больше количество импульсов в пачке, тем качество компенсации лучше.
Качество компенсации ухудшается при увеличении скорости обзора, когда уменьшается число импульсов в пачке. Со спектральной точки зрения ухудшение качества компенсации объясняется расширением гребней спектра пачки. Ширина каждого гребня по уровню, близкому к 0,5, определяется величиной 1)МТ, где Т вЂ” период повторения; М вЂ” число импульсов в пачке. Чем меньше количество импульсов в пачке, тем хуже качество подавления. Качество подавления ухудшается н в том случае, если ширина гребней помехи увеличивается за счет разброса скоростей отражателей (см.
2 7.18). Существенное ухудшение качества подавления в обоих случаях можно пояснитъ со спектральной точки зрения заостренной формой провалов амплитудно-частотной характеристики схемы однократного ЧПВ (рис. 7.19, а). Для расширения областей подавления была предложена схема двукратного вычитания, которую можно представить последовательным соединением двух схем однократного ЧПВ (рис. 7.18, б). При этом первая схема однократного вычитания вырабатывает первую конечную (не бесконечно малую) разность Л, (1) = и„(1) — и„(1 — Т), а вторая схема однократного вычитания вырабатывает вторую разность Л,(1)= Ь, (1) — Л, (1 — Т) или Л, (1) = и„(1) — 2и„(1 — Т) + и„(1 — 2Т). (3) Тот же эффект дает и схема (рис. 7.18, в), построенная на основе линии задержки на время 2Т с отводом, соответствующим задержке на время Т, и схемы весового суммирования.
Амплитудно-частотную характеристику схемы двукратного вычитания можно получить, перемножая амплитудно-частотные характеристики (2) схем однократного череспериодного вычитания, (К (/)) = 4 з1 и' п~Т, (4) 448 $1.9 т. е. амплитудно-частотная характеристика (рис. 7.19, б) в отли- Г чие от (рис. 7.19, а) оказывается не синусной, а синус-квадратной. Эта схема лучше компенсирует расширенные гребни спектра помехи, т. е. гребни спектра при В уменьшенном числе импульсов в «ет(у) ( пачке или при разбросе скоро- рет отей отражателей.
Рнс. 7.20. Схема ЧПВ с отрица- улучшение качества подавле- тельной обратной связью ния в этих случаях можно пояснить и с временной точки зрения. Если при линейном нарастании амплитуды импульсов первая схема однократного вычитания даст постоянный уровень остатка, то вторая схема однократного вычитания этот остаток полностью скомпенсирует. Поэтому схема двукратного вычитания в меньшей степени реагирует на амплитудную модуляцию импульсов в пачке, обусловленную обзором по угловой координате или разбросом скоростей отражателей.
Таким же образом можно убедиться, что схема двукратного вычитания в меньшей степени реагирует не только на амплитудную, но и на фазовую модуляцию (при малых изменениях фазы от импульса к импульсу). Наряду с определенными достоинствами схема двукратного вычитания характеризуется следующими недостатками: увеличением объема аппаратуры и расширением области провалов частотной характеристики. Последнее может ухудшить условия обнаружения цели при некоторых ее скоростях. Области провалов можно сузить, сохраняя при этом параболическую форму последних.
Для этого могут быть использованы обрати ы е с в я з и, например, с выхода схемы двукратного вычитания на ее вход, как это показано на рис. 7.20, соответствующем использованию отрицательной обратной связи. Для расчета частотной характеристики Кр„(1) этой схемы используем обычную методику, полагая («раз Г) ~ д~т л/г х Рис. 7.2Ц Амплитудна-частотная харантеристиха схемы ЧПВ с отрицательной обратной связью й 7.В К ()) "вых (~) ( Реа в„(0 (авх и> еывм ' Учитывая последовательные циркуляции входного сигнала, получим К (7) = е '~"~~1 К ()) е~ "~ + ( — ()) Ка (Д е + +( — р)хКа(7) е'~'~+ ...1 Суммируя члены бесконечной геометрической прогрессии, найдем к (1) 5 Креа й 1+ р~ (1) () При К(/)=1 имеем Кр,вф= . Вводя нормированную ре- 1 1+6' зультирующую частотную характеристику Кр„(7), окончательно получим: (1+ й) К(Л (6) 1+ РК (Л Формула (6) справедлива не только в том случае, когда фК(1)~ ( 1 и геометрическая прогрессия является убывающей, но и когда величина ~ р ~ ) 0 достаточно велика.
В этом можно убедиться, составляя баланс напряжений для установившегося режима гармонических колебаний." ивы, Я=К(1) [и„(1) — 6и,„,(т)), откуда и 1 = (~) и вых() 1+рК(~)~вх() что с учетом нормировки приводит к (6) без ограничения иа величину (3. Если () достаточно велико, а частоты таковы, что ,'()К ())~>> 1, то (К „„ф ~ =1, т. е. результирующая частотная характеристика (рис. 7.21) имеет уплощенные вершины. Для тех же частот, для которых 1рК(1) ! « 1, Креа в Й (1+е) КЧ) т. е. сохраняется параболический характер областей подавления, хотя ширина провалов сужается.
Наряду с использованием обратных связей по схеме (рис. 7.20), т. е. с выхода на вход, возможны и более сложные случаи, когда используются обратные связи от промежуточных точек схемы череспернодного вычитания. За счет этого возрастают возможности коррекции амплитудно-частотной характеристики. взо $7.9 й 7.10. Гребенчатые фильтры накопления Гребенчатые фильтры накопления могут быть построены на основе схемы рециркулятора, включающей линию задержки, поставленную в цепь обратной связи (рис.
7.22). В этой схеме вы. ходное напряжение определяется по формуле и,„, (1) = и,„(1) + ~ила (1 — Т)+ й' и„(1 — 2Т)+ ... (1) Коэффициент обратной связи Р считаем при этом комплексной величиной с модулем, меньшим единицы. При воздействии на вход рециркулятора импульса на его выходе получается последовательность периодически следующих импульсов с убывающей амплитудой, причем убывание амплитуды тем меньше, чем ближе к единице величина 1Р1. Если на рециркулятор подать периодическую последовательность импульсов, например, с периодом, точно равным времени задержки, будет наблюдаться накопление импульсов.
Частотную характеристику рециркулятора найдем по обычной методике 1 + ор — 1 ал1Т + ра — Ы л1т+ Суммируя члены геометрической прогрессии, находим к(л= (2) 1 — Ре Переходя к нормированной амплитудно-частотной характери. стике !К.(0(= 17т (О 1мако получим )Ка(7) ! рг1+ ( Р ~а — 2 ) Р ~ соа (2п(Т вЂ” ага Р) (3) Рис.
![](https://s.studizba.com/z.php?f=/templates/si/i/noavatar.png&w=100&h=100&t=1"){kind=avatar}
