Ширман Я.Д. Теоретические основы радиолокации (с содержанием) (1151797), страница 70
Текст из файла (страница 70)
Процесс оптимальной фильтрации сигнала, фазо-маннпулированного периодической М.последо- вательностью при и 7 (манипуляция О,п) 384 обработ а, например корреляционная при использовании ь качестве опорного напряжения одного или нескольких периодов ожидаемого сигнала, Перейдем к характеристике тела неопределенности непрерыеного физо-манипулироеанного М-последоеательностью О, и сигнала на всей плоскости т, Р. При этом уже нельзя ограничиться лишь первым этапом обработки, а нужно учитывать и второй этап, который теоретически должен обеспечить когерентное накопление за бесконечное число периодов М-последовательности. В силу периодичности спектр сигнала линейчатый. Поэтому тело неопределенности состоит в данном случае из протяженных по т и стянутых в 6-функцию по оси Р плоских элементов, следующих параллельно друг другу с интервалами ЛР = 1/пть.
Плоский элемент тела, соответствующий нулевой расстройке по частоте (Р = 0), имеет вид (рис. 6.57, д); элементы тела Р = 1ЛР (1РО) отличаются высотой и отсутствием пиков корреляции в точках т = 0; ~ пт,; ~ 2пт, и т. д. Последнее связано с тем, что сечение тела неопределенности плоскостью т 0 является преобразованием Фурье от квадрата модуля огибающей и для бесконечно протяженного сигнала описывается 6-функцией. То же относится к сдвинутым на период сечениям т = 1-пть; -1-2пт„... Поэтому вместо пиков вдоль прямых т = 0,~ пт„~2пт„...
будут нули. Высота плоских элементов тела неопределенности в точках т=йт,(й ~0, и, 2п и т. д) и Р =1ЛР(1ФО), как можно покаГп+ ! ! ь!ь а!/и вать, определяется выражением р = ! г' — ~ ~, которое ~/ п~ ! и!/и характеризует модуляцию остатков постоянного уровня 1 ° / л+! и' м" и" то огибающей спектра ~ ' ~ парциального импульса длнтельлрть ностью т,. Если и » 1, то остатки на значительной части тела неопределенности имеют уровень, близкий к 1/~' и, в то время как на оси т, т.
е, прн Р=О, они равны !(п. Заметим, что уровень остатков вдоль оси т можно снизить до нуля. Последнее имеет смысл при разрешении группы объектов, перемещающихся с одинаковой радиальной скоростью. Для этого достаточно манипулировать непрерывный сигнал по фазе в соответствии с М-последовательностью не на О, и, а на О, !р, где ~р — несколько отличающееся от п значение фазы. Соответствующая обработка в оптймальном фильтре, рассчитанном на один период пт, последовательности при и = 7, поясняется рис.
6.58. В отводах оптимального фильтра предусмотрены фазовращатели, расположение которых и создаваемый ими сдвиг фаз соответствуют выражению для комплексной амплитуды импульсной характеристики ((11), $ 3.91. На векторной диаграмме (рис. 6.59) иллюстрируется взаимная компенсация напряжений, снимаемых с отводов линии задержки в й Ь.!6 385 а/ и/а/ и/с -га/ем'г и/с -гге/ и/С-зт„/е'~~.
и/е-ага/еон и/г-5га/е он и/г-Бтл/ ар с) Рнс. 6.58. Процесс оцтнмальной фнльтрацнн снгнала, фаао-маннцулнроаанного М-цоследовательностью (манн. цулнцнн О, ~р, где ф = ф(л)1 интервале между пиками. Из общего числа ц 7 слагаемых (и — 1)/2 3 имеют нулевую фазу и остальные (л + !)/2 = 4— ненулевую, в том числе половина из них фазу +ф, другая половина фазу — ф.
Нулевой уровень остатков получается, если откуда приходим к выражению л — ! ~р = к — агссоз —, и+1 $ 6.!з Рис. 6.69. Понснение азаииной компенсации напряжений, снимаемых с отводов линии задержки (рис, 6.68, а) и интервале между пиками рг-фв я справедливому, как оказывается, для произвольного п = 2" — 1 при Р = О. В частности, для п = 7 оптимальное значение ф = 139', для п = 15 будете = 151', для и = 31 имеем ф = 160'. М-последовательности могут использоваться не только в непрерывном, но и в импульсном режиме.
Для этого, в частности, импульс может быть промодулирован одним периодом М-последовательности. Соответствующее тело неопределенности, включая его остатки, занимает тогда ограниченную по оси т область протяженностью 2т„*= 2пта. Протяженность основной части тела вдоль оси Р определяется удвоенной полосой Пи = 1/та. Размеры пика тела неопределенности по осям т и Р на уровне 0,5 соответственно равны т, и 1,2/т„, поскольку в сечении Р = 0 пик имеет треугольную форму, а в сечении плоскостью т = 0 он описывается функциеи ~"~. Распределение остатков будет неравномерным и по оси Р, исти и по оси т (рис. 6.60).
Среди всех кодированных М-последовательностями импульсных сигналов можно выбрать сигналы с минимальным значением максимума остатков (минимаксные сигналы). Максимумы остатков у этих сигналов имеют величину порядка 15' п. Для уменьшения уровня остатков можно идти на увеличение числа элементов М-последовательности, например, до 511, !023 н более.
Применение весовой обработки для уменьшения остатков осложняется, если приходится учитывать различные скорости целей. Построение оптимальных фильтров при большом числе элементов М-последовательности конструктивно выполнимо, но эпачитель. но сложнее, чем для частотно-модулированных сигналов. Чтобы оптимальный фильтр мог работать в диапазоне скоростей, можно со. ставить его из элементов, рассчитанных на обработку отдельных ча.
стей сигнала, а суммирование снимаемых с них колебаний ос) ществ лять с помощью нониусных линий задержки, как на рис. 6.5. $6.18 387 Рис. 6.60. Сечение плоскостью г О тела неопределенности импульсного сигнала, фазо-манипулированного М-последовательностью (манипуляция О, и) )136) Временной бигкрининотор 1 е Прион раби они Ф ае ка м Схема быоаоотми оморнык нанрнжений Рис. 6.61.
Пример корреляционной схемы автосопровождения по дальности для импульсного фаэо.манипулированного О, и сигнала (о, б, а — последовательности рис. 6.6хт 388 $ 6.16 Принятый радиосигнал а) б) В) г) В) > длорные дидеонилрятения енодилироданный ради оси гнал Рис. 6.62 Пояснение работы схемы автосопровождения по дальности (рис 6.6!) и принципа автосопровождгния по скорости При работе по ограниченному числу целей, особенно в режиме автосопровождения, вместо фильтровых можно использовать корреляционные (корреляционно-фильтровые) схемы. Пример корреляционной схемы автосопровождения по далвности для импульсного фазо-маннпулированного сигнала приведен на рис. 6.6!. Как и рассмотренная ранее схема (рис. 4.)8), она содержит временной дискриминатор, интегрирующий усилитель, схему управляемой временной задержки н схему выработки опорных напряжений.
Временной дискриминатор состоит нз двух корреляторов н схемы вычитания. На корреляторы подаются сдвинутые во времени на т, ойорные напряжения. Генерация этих напряжений осуществляется, например, с помощью схемы формирования М-последовательности, а временной сдвиг на т, — с помощью линии задержки, как показано на рис. 6.61 (другой способ формирования задержан. ных последовательностей отмечался в $ 6. )4). Сигнал ошибки после интегрирования управляет задержкой импульса запуска генератора опорного напряжения. Опорное напряжение можно вырабатывать на видеочастоте.
Тогда интегрирование в каждом корреляторе следует проводить на промежуточной частоте, а для перехода на видеочастоту поставить перед схемой вычитания детекторы. Дискриминационная характеристика и (т) временного дискриминатора прн отсутствии расстройки по частоте Допплера представляет собой разность двух взаимно сдвинутых на т, автокорреляционных фуннций и„(т) р(т + г'.
О) — р(т — 2, О). Режим автосопровождения по дальности дополнительно поясняется рис. 6.62, а, б, в, где показана радиочастотная последовательность О,п принятого сигнала (а) и две сдвинутые относительно нее видео- частотные последовательности опорных напряжений (б, в). При нулевом сигнале ошибки одна из них опережает на те/2 радиочастотную, а другая отстает. Наряду с отслеживанием дальности можно осуществить отслеясивание по частоте Допплера, т.
е. по скорости. Для этого достаточно демодулировать принимаемую фазо-манипулированную последовательность, сняв с генератора М-последовательностн й 6:15 369 (рис. 6.61) колебание (рис. 6.62, г) через линию задержки на те/2. Перемножая радиочастотное колебание (а) и видеочастотное (г), можно получить немодулированное колебание промежуточной частоты (д).
Обрабатывая его с помощью частотного или фазового дискриминатора, как в 5 6.8, можно осуществить перестройку гетеро- дина в соответствии с частотой Допплера. Следует иметь в виду, что не только в режиме импульсного, но и непрерывного излучения сигналов, модулированных М-последовательностями, время когерентного накопления ограничено. Ограничивающим фактором, о котором уже упоминалось выше, является конечная длительность времени корреляции флюктуаций отраженного сигнала (или иначе, отличная от нуля ширина спектра флюктуаций).
За пределами этого времени когерентное накопление может быть дополнено некогерентным. Сигналы, манипулированные по фазе, в том числе М-последовательностями, могут использоваться не только в радиолокации с пассивным, но и с активным ответом. В 6.16. Некоторые разновидности импульсных фазо- манипулированных сигналов Чтобы облегчить построениеоптимальных фильтров, были предложены видоизмененные псевдослучайные коды (Д-коды) с числом элементов и = 2, отличающиеся тем, что фильтр с оптимальной импульсной характеристикой для этих кодов может быть построен путем использования лишь т = !ой за линий задержки без каких- либо дополнительных отводов.
Например, для и = 128 —; !024 число линий т = 7 —:1О. Фильтр строится из однотипных звеньев. На рис. 6.63 показано устройство одного (й-го) звена. Оно имеет по два независимых входа и выхода, линию задержки на время 2' — ' т, и две схемы алгебраического суммирования, дающие сумму и разность. Кроме фильтрации, такие звенья могут использоваться при формировании зондирующих импульсов. Пусть радиоимпульс длительностью т, (рис. 6.64, а) подается на соединенные между собой входы первого звена. Тогда на выходе сумматоров схемы рис. 6.63 (А = 1) получим подвасомкнутых импульса, соответственно с одинаковыми и противоположными начальными фазами (рис. 6.64, б), которые могут быть поданы на входы второго звена. Возможны два способа соединения звеньев— без инверсии (рис. 6.66, а) и с инверсией (б).
![](https://s.studizba.com/z.php?f=/templates/si/i/noavatar.png&w=100&h=100&t=1"){kind=avatar}
