Ширман Я.Д. Теоретические основы радиолокации (1970) (1151795), страница 59
Текст из файла (страница 59)
Заметные нарушения произойдут при Лт, = = т, = 1/П„. Отсюда пренебрежение изменением длительности огибающей за счет эффекта Допплера в соответствии с (1) справедливо, когда П„<< 1/Лт„, а коэффициент широкополосности сигнала а =- т„П„<<— 2ср. (2) 326 Специфика длинноимпульсных или непрерывных систем разнесенной радиолокации в данной главе учитываться не будет.
Отметим только, что допплеровская частота в разнесенной системе определяется производной по времени от суммарного расстояния г~.' Лаже при скорости цели порядка первой космической о„= 8 . 10' мlсек неравенство соблюдается, если только п ((2 104. Во многих случаях можно не учитывать и радиального ускорения а„. Последнее, вообще говоря, приводит к изменению радиальной скорости цели и неодинаковой деформации импульса в течение времени облучения (немодулированный по частоте зондирующий сигнал может быть преобразован в частотно-модулированный отраженный). Если при оптимальной обработке учитывается радиальная скорость цели в момент облучения центральной частью импульса, то еще не учитывается изменение расстояния до цели за счет ускоа, ти~ ~2 рения 2 2 ~ для моментов облучения началом и концом импульса.
Когда указанная величина существенно менее четверти длины волны, ею и в самом деле можно пренебречь. Последнее справедливо при 2Л а„<< —, ~и Так, при Л = 0,1 м и т„= 1 мсек находим а„~: 2 10" м/сек', что для реальных целей, конечно, всегда соблюдается. Необходимость в учете ускорений может возникнуть лишь при длительности посылок порядка (0,1 —:1) сек.
Во многих случаях можно считать, далее, что время корреляции флюктуаций отраженного от цели сигнала т„значительно превышает длительность когерентной посылки т,. В этом случае вполне применимы введенные модели когерентных сигналов с общей случайной начальной фазой или со случайными амплитудой и начальной фазой. Принимая в качестве оценки времени корреляции средней период флюктуаций Т „1(4), 5 2.10), найдем угловую скорость вращения цели относительно направления на радиолокатор, при которои флюктуации можно считать еще достаточно медленными Тф, ')> т„, а именно: 21ъ„ Подставляя длину волны Л = 0,1 м, эквивалентный размер цели де 1 = 10 м, длительность посылки т„= 10 — ' сек, получим —, <= (~ 5 рад/сек, что обычно всегда соблюдается.
При более длительных посылках флюктуации уже нельзя считать «медленными» и модели сигнала с общей случайной начальной фазой уже непригодны. Возможная методика анализа оптимального обнаружения и измерения для случая «быстрых» флюктуаций иллюстрируется в 5 6.20. Из изложенного следует, что в большинстве практически важных случаев оптимальной обработки отраженного сигнала можно не учшпывать деформацию огибаюи1ей импульса за счет движения цели 5 6.2 327 с постоянной радиальной скоростью, радиальное ускорение цели и флюктуации цели за время длительности отраженного сигнала, необходимо учитывать изменение фазы колебаний во времени за счет дон плеровской поправки частоты. Если комплексная амплитуда зондирующего сигнала б(~), то комплексную амплитуду ожидаемого сигнала Х(1) с учетом запаздывания 1, = а, и допплеровской поправки частоты Й„ = сс, с точностью до случайной начальной фазы можно представить в виде Х(1) = (У(1 — 1.,) е ' л .
Знак минус в показателе степени, как и в 5 2.9, учитывает, что при о,: О частота отраженного сигнала менее частоты зондирующего. Отсюда перейдем к модульному знамению Л корреляционного интеграла [(13), 8 3.8), которое характеризует оптимальную обработку при обнаружении и измерении параметров когерентного сигнала со случайной начальной фазой. Искомая величина 2 представляет собой в данном случае функцию двух переменных: 0я ц*(1 — 1,) е'ид~ й 2(1„0 ) =— (4) Величина У(1) является суммой комплексных амплитуд сигнала и помехи: (5) где 1,„и Йд„— истинные значения запаздывания и допплеровской частоты полезного сигнала.
Чтобы принять решение о наличии цели, необходимо для каждой пары ожидаемых значений 1, и 2 сравнить величину Л = Я(~„й„) с некоторым пороговым уровнем. Если для какой-либо области значений 1, и Й порог превышается, то принимается решение о наличии цели. В качестве оценок измеряемых параметров часто принимаются значения 1,, и Й„, для которых величина Л максимальна (5 4.2). Необходимые вычислительные операции могут проводиться автоматически — с помощью корреляторов, оптимальных фильтров или корреляционно-фильтровых схем. Так, если время запаздывания и допплеровская частота ожидаемого сигнала известны, его обнаружение может быть осуществлено с помощью корреляционно-фильтровых схем (рис.
6.1, а или 6.1, б). В первой из приведенных схем принимаемые колебания и сдвинутый на промежуточную частоту в„р ожидаемый сигнал перемножаются в смесителе. Колебание разностной частоты интегрируется фильтром промежуточной частоты. Фаза интегрируемого колебания соответствует разности аргументов комплексных амплитуд, входящих в (4), поскольку одна из них перемножается 828 $ 6.2 а) 1'(б)е ) (гу Яд) уЯ= Яс)т[,с -у„(с),1 У(ь) со5~(ы,-, ад) с -у„4 к,Ю Рис. 6.2. Схема двойного преобразования для ввода доппле- ровской поправки частоты в принимаемые колебания ФФ 2гп Ат ~длу~$х 1 ~)дат~~а 1 афпг Атг ~пп а дп ~уп ь'ап.ху Рис. 6.3.
Многоканальная корреляпионная схема обработки когерентных сигналов большой длительности, о~лицакяпихся по времени запаздывания и допплеровск й частоте Рис. 6.1. Корреляпионно-фильтровые схемы оптимальной обработки для когерентного сигнала большой длительности с известным запаздыванием. Показан ввод допплеровской поправки частоты в ожидаемый сигнал (а1 и принимаемые колебания (61 со второй сопряженной. Смесителю должен предшествовать преселектор, устраняющий эффект зеркального приема — на схеме рис. 6.1, а он не показан. Допплеровская поправка частоты в схеме рис. 6.1, а вводится в ожидаемый сигнал. На рис.
6.1, б показана аналогичная схема, в которой допплеровская поправка вводится в принимаемое колебание. Схема работает по тому же алгоритму, что и на рис. 6.1, а, осуществляя операции вычисления модульного значения корреляционного интеграла (4). Обычно допплеровские поправки й„ невелики; их лучше вводить при двойном (рис.
6.2), а не при однократном преобразовании частоты, поскольку частотный разнос между основным и зеркальным каналами в этом случае увеличивается. Одноканальные корреляционно-фильтровые схемы рис. 6.1, а, б не только позволяют установить наличие или отсутствие цели с известными параметрами 1„1?д, но и являются основой устройств автосопровождения по дальности и скорости Я 6.15). Если требуется установить наличие или отсутствие цели или группы целей в диапазоне значений 1,, Й„, возможен переход к многоканальным схемам. На рис. 6.3 показана м н о г о к а н а л ьная корреляционная схема обнаружения сигналов с различными значениями времени запаздывания и допплеровской частоты.
Поступающие со входа приемника колебания разветвляются в этой схеме по каналам, рассчитанным на отличающиеся между собой значения времени запаздывания и допплеровской частоты. Каждый канал может быть построен по схеме рис. 6.1, а или 6.1, б. Напряжения, снимаемые с выходов каналов, могут объединяться в тех или иных комбинациях. Недостатком рассмотренной схемы является ее многоканальность не только по допплеровской частоте, но и по времени запаздывания. В ф и л ь"т р о в ы х схемах обработки (рис. 6.4) многоканальность по времени запаздывания отпадает, остается многоканальность только по допплеровской частоте. На рис. 6,4, а показано ЗЗО Рис. 6.4.
Многоканальные схемы оптимальной фильтрации с набором параллельных фильтров (а) и с многоканальным выходом одного фильтра (б) для когерентных сигналов, отличаю. щихся по времени запаздывания н допплеровской частоте аммагаораи у.<О ц.-а о, >О нониус ли~и ааттераек ретро Фа Рис. 6.5. Оптимальный фильгр с многоканальным выходом. Съем на сумматоры допплеровских каналов показан схематически ф 6.3, Двумерная автокорреляционная функция когерентного сигнала и ее свойства Все рассмотренные в 5 6.2 схемы оптимальной обработки базируются на одной и той же операции вычисления модульного значения корреляционного интеграла [(4), 5 6.2].
В силу ((5), 5 6.21 это значение сводится к модулю суммы двух комплексных величин Я (1а, Й,) = ~ У, (~„й„) + Ув (1а, йд) ~. (1) Первая из этих величин при н е с л у ч а й н о й амплитуде сигнала также является неслучайной и выражается зависящим от сигнала интегралом: 6 6,3 33! использование раздельных оптимальных фильтров при обнаружении сигналов с различающимися допплеровскими частотами. Если оптимальный фильтр строится как линия задержки с отводами, то, подсоединяя отводы к нескольким сумматорам через различные фазовращатели или нониусные линии задержки, можно получить систему, имеющую ряд допплеровских выходов (рис. 6.4, б).
Каждый допплеровский выход может быть использован для наблюдения за группой целей, движущихся с одинаковой радиальной скоростью. В качестве примера на рис. 6.5 показана система вида рис. 6.4, б для фазо-манипулированного семиэлементного сигнала. Схематически показан съем на различные сумматоры, учитывающие различную степень деформации — растяжения (и - О) или сжатия (и,. ~ О) импульса при отражении от цели. Число допплеровских каналов может быть значительно больше трех, показанных на рис. 6.5.
Небезынтересно, что принцип построения схемы (рис. 6.5) позволяет учесть не только деформацию фазовой структуры, но и деформацию огибающей принимаемых колебаний, существенную при очень больших степенях сжатия, В случае отсутствия деформации огибающей, нониусные линии можно заменить фазовращателями.
Приведенные в качестве примеров схемы не исчерпывают всех возможностей построения устройств оптимальной обработки. Я„(г„Й„)= — Ж(~) У*(1 — 1,) е' я И. Сигнальный интеграл (2) и его модульное значение представляют собой функции разностей ожидаемого 1, и истинного 1„ времени запаздывания, ожидаемой Й и истинной Йц, допплеровских частот, так что ! ~сИзо+т. Йдо+2яР) ~=-Ф(т Р). '(4) где т=~,— ~,~, Р= — (Й вЂ” Й ), л (5) Вычислим функцию ~(т, Р), используя (4) и (5). Произведем при этом замену переменной (= г, О+ в в интеграле (2) и множитель е зо вынесем за знак интеграла. Заменяя модуль проу2яР~ изведения произведением модулей, где ~ е'~" '~о ! = ф соз~ 2иР1„+ з(п' 2яР1зо — — 1 получим, что Ф ~и, Р) = — ~ Ю (з) Ю' (в — т~ е" " Ь 2 (6) Функция ф(т, Р) называется двумерной автокорреляционной функцией сианала.
![](https://s.studizba.com/z.php?f=/templates/si/i/noavatar.png&w=100&h=100&t=1"){kind=avatar}
