Финкельштейн М.И. Основы радиолокации (1983) (1151793), страница 19
Текст из файла (страница 19)
2.29. Компенсации скорости движении цели (ГДЧ вЂ” генератор колебаний доплеровской частоты) КОВ МЕГаГЕРЦ, а Гн сов Лсжнт В ЗВУКОВОМ ДнаиаЗОНЕ, фиЛЬтРаднн затруднена. Поэтому целесообразно осуществить многосгупснчатое преобразование (см. рис. 2.29, где показано двухступенчатое преобразование с помощью генератора на частоте 1„). 2.7. ФАЗОВЫИ МЕТОД ИзмеРЕНиЯ дАЛЬнОСтИ 1. Одночастотный фазовый метод.
Если в передающую антенну РЛС поступают непрерывные колебания ()о соз 2п(о1, являющиеся, кроме того, опорным (когерентным) сигналом, то отраженные колебания (7, соз [2я1е (1 — 1,)1 (полагаем, что фазовый сдвиг при отражении грп = О) запаздывают по фазе на ср =- 2л)е(з = — 4п)еР/с. (2.7,)) Фазовый метод измерения дальности Р основан на измерении этого фазового сдвига ср. Так как однозначное измерение разности фаз производится в пределах одного периода от 0 до 2п, т. е, при ср ( 2п, то однозначно определяемая дальность Р,,„, -= сгр14л)е ( с2Ы4л1о = Х!2.
При ис- 108 пользовании сравнительно низких частот такая дальность еще приемлема, но на частотах, используемых в радиолокации, она слишком мала. Однако соответственно мала по абсолютной величине погрешность измерения дальности, которая при допустимой погрешности измерения фазы Лгр„, (в радианах) согласно (2.3.!) равна ЛВ = сЛгри.,!4п)е = == Лера,Х/720, т. е., например, при Лгр„', = 1' и л = 1 м Л17 = 1,4 мм. ,Г 4'е»" г» ю Е» Ез'+Ел' е» б) Рис. 2.30. Диухчастотиый фазовый метод Для значительною повышения однозначного расстояния могут применяться двухчастотные (или многочастотные) РЛС с доплеровской селекцией. 2.
Двухчастотный фазовый метод. Пусть зондирующий сигнал состоит из двух непрерывных синусоидальных колебаний с близкими частотами Ео и Ео: ио = Уе соз 2пуой ие = Уо соз 2пуой (2.7.2) После отражения от цели при условии линейного изменения расстояния (см. (2.1.12)) образуются колебания и,' = У; соз (2п (7о + гд)1 — 4п~о0,!с — (р„'); и,' = У; соз 12п До ~ г"-д)à — 4пуоРеус — гр,",). (2.7.3) Спектральный состав падающих и отраженных волн показан на рис.
2.30, а. Так как частоты Ео и Ее имеют близкие значения, то можно принять гр' ж грк" = грн. На рнс. 2.30, и изображена упрощенная структурная схема рассматриваемой РЛС. Каждый приемник состоит нз смесителя, узкополосного фильтра, усилителя доплероиской частоты. Составляющие отраженного сигнала разделяются фильтрами, реализация которых облегчается при уменьшении несущей частоты путем гетеродиняроиания. Для эффективного разделения требуется, чтобы 109 гдшах < Л/е/2 где Л/, = /; — 1; — разность частот составляющих зондирующего снгйала (рнс. 2,30, б).
В результате смешения прямых и отраженных сигналов на выходе смесителей образуются колебания, фазы которых остаются разносгнми фаз этих сигналов. Соответственно 4'г1е "с 4п1а Ре Ф = /+ +%н с с 4п/е оп 4п/е Ре и ф" = т+ — +грн. с Колебания с фазами Лф' и Ли" подаютсч на фазометр, который вырабатывает разность фаз 4пЛ/е 4нЛ/е ЛЧ гр ф = Ре+ ' опц (2,7,4) с с Так как текущая дальность Р = Р, + срй то 4нд/е Лш= — 'Р. с (2.7.5) Таким образом, имеет место противоречие: с увеличением разности Л/е уменьшается погрешность измерения, но сужается диапазон однозначности. Чтобы преодолеть это противоречие, надо увеличить число частот в зондирующем сигнале.
Так, например, если имеются три частоты /о /а /е", причем /о" /о )Э /ю /о то частоты /е и /е" обеспечивают неоднозиачйое, но точное измерение дальности, а частоты /е н /е' позволяют выполнить условия однозначности. Существенным недостатком двухчастотной системы является то, что она не обладает разрешающей способностью по дальности.
Для обеспечения разрешения по дальности необходимо увеличить число частот в спектре зондирующего сигнала, т. е. приблизиться к ЫО Если Ражах ) Лг", где ЬŠ— ширина спектральной линии (определяемой, например, конечным временем облучения Т,а„т. е. Лг" 1/Т,о„), то для обеспечения оптимального приема и селекции по скорости в приемники вводятся гребенчатые фильтры доплеровских частот.
Каждый из них состоит из =2гд,„/Лг фильтров. Для селекции по скорости сигналы каждых двух соответствующих гребенчатых фильтров сравниваются по фазе, например, с помощью фазовых детекторов. В случае г"„= О приемники должны иметь полосы ЛР, причем дальность /)е также измеряется по фазовому сдвигу !см. (2.7.4)). Как видно, формула (2.7.5) совпадает с (2.7.1) для одночастотного фазового метода при замене /е на л/,. максимальная однозначно изменяемая дальность может быть найдена при Лгу =-.
2п как Ренн —— с/2Л/е (например, при Л/е =- 3 кгп имеем Р,п„—— 50 км), а йогрешность измерения дальности с Лгряз 4нд/е широкополосным сигналам, например импульсным, которые как раз н обладают способностью измерения дальности до многих целей.
Аналогичными свойствами характеризуется непрерывный частотно- модулированный сигнал 6 2.8). Рассмотренный способ радиолокации ыожет также использоваться в системах с активньш ответом, например, при геодсзичесних измерениях (телуромстр, имеющий погрешность в несколько сантиметров). Описанная система представляет интерес с методической точки зрения. Ее реализация вполне возможна, однако связана, по мнению автора, с рядом технических трудностей. 2.8.
ЧАСТОТНЫЙ МЕТОД ИЗМЕРЕНР!Я Ддз1ЬНОСТИ 1. Принцип измерения дальности с помощью частотной модуляции. Определение дальности до цели при использовании частотной модуляции (ЧМ) основано на измерении приращения частоты передатчика за время распространения сигнала до цели и обратно.
Если предположить, что частота передатчика )„ (1) может изменяться по линейному закону, то изменение частоты отраженного сигнала Г, (1) будет запаздывать на время 1, = 20!с (рис. 2.31, а). В результате смешения этих колебаний образуются биения, огибающая которых является чисто гармоническим колебанием, т. е.
ее спектр состоит из одной спектральной линни (рис. 2.31, б). Величина приращения частоты (частота биений) легко определяется нз рис. 2.31, а и равна г б = 1а 18 се = (з —" = ' (у, (2.8.! ) 4п 24ог'НГ сг с т. е. пропорциональна дальности. На практике используются различные виды периодической модуляции частоты, например: симметричный и несимметричный пилообразные законы (рис. 2.32, а, б), синусоидальный закон (рис.
2.32, в). Заметим, что на всех упомянутых рисунках масштаб явно не выдержан, так как всегда средняя частота Го » гзГ„, где Л~м — девиация частоты (полоса качания). 2. Структурная схема простейшей РЛС с ЧМ. Рассмотрим случай симметричного пилообразного закона ЧМ. Структурная схема такой РЛС (дальномера) приведена на рис. 2.33. Сигнал передатчика попадает на вход приемника (в смеситель) через антенну либо по специальной линии передачи.
Отраженный сигнал от неподвижной цели, также попадающий на вход приемника, запаздывает на время 111 (рис. 2.34, а). В результате смешения (сложения) двух колебаний на входе приемника образуются биения. Мгновенная частота биений равна абсолютному значению разности мгновенных значений частот излучаемого и 0 т 22сс ф б а) уим т„ ® 'иы Рис. 2.32. Виды пе. риодической моду- лидии частоты уып отраженного сигналов /Е (т)! -= /~, (2) — ~, (С)~, хотя формально можно учитывать знак частоты г"и (2). Сказанное иллюстрируется рис.
2.34, б, в. Частоту биений, которая в течение большей части периода модуляции Тт, остается постоянной, назовем основной Ее значение, как видно нз Ы2 гиа и Гыч Рис. 2.3!. Чистоте биений при линейном изменении ча- стоты рис. 2.34, а и формулы (2,8.1), равно (2.8.2) Так как скорость изменения частоты у = ф,/Ж = = 2тЧмРм (где Л) — девиация частоты, а Р— частота модуляции), то основная частота биений Р =- 4а)"Р" В ее = с (2.8.3) причем обычно частота Ь~ составляет несколько десятков мегагерц, а Є— сотни герц. тт иирииитииу Рне, 3.33. Структурная схема простейшей РЛС е ЧМ Функция )Ра (г)) (рис.
2.34, в) отличается от Рае. Небольшие отрезки времени, равные времени запаздывании в течение квторых частота не остается постоянной (рис. 2.34, в), называют зонами обращения. В средних точках этих зон функция Ра (г) проходит через нуль. Влияние зон обращения тем меньше, чем лучше выполняется неравенство Т„)) г,. Схема рис.
2.33 весьма похожа на схему рассмотренной выше простейшей доплеровской РЛС. Для пояснения физических процессов здесь также полезно воспользоваться векторным методом (рис. 2.34, г). Пусть опорный вектор У„характеризующий зондирующий сигнал, закреплен на плоскости, а ось проекций вращается с переменной круговой частотой передатчика то, (!) = 2я!'„(!) по часовой стрелке. Вектор У„соответствующий принимаемому сигналу, вращается относительно Уе с разностной частотой, т.
е. с частотой биений Ре (Г) =-- ~„(т) — ~, (т). Направление вращения определяется знаком Ра (т). При ~, ( ) „вектор У, вращается по часовой стрелке, а при ~, ) ~„— против. В промежутке времени !т, (а на рис. 2.34, а вектор У, вращается по часовой стрелке с постояннои скоростью. В !!3 интервале б„бв вращение вектора У, замедляется, и в точке ба он останавливается, после чего начинает вращаться в обратном направлении с возрастающей скоростью. После точки б, скорость вращения этого вектора вновь становится постоянной и т. д.
т„!г г„ а) гбыт О ~ббйй и„рс Рис. 2.З4, Времепийе диаграммы процессов в пРостейшей РЛС с ЧМ 1!4 Результирующий вектор Ув совершает качающпе двн. жеиия, определяемые положением вектора (),. Длина вектора Ур характеризует амплитуду биений на входе приемника и„(рис.
2.34, г). После детектирования в смесителе выделяется огибающая биений, обычно именуемая преобразованным сигналом и„р, (рис. 2.34, д). Преобразованный сигнал имеет постоянную частоту Р»„ исключая участки длительностью („ отстоящие друг от друга на расстоянии Т„(2, внутри которых его фаза изменяется на 180' Чтобы определить дальность, необходимо измерить Р»». Для этого может быть использован анализатор спектра (чзстотный метод). В случае одиночной цели часто применяется более простой частотомер, работающий по принципу счета числа периодов (временной метод).
![](https://s.studizba.com/z.php?f=/templates/si/i/noavatar.png&w=100&h=100&t=1"){kind=avatar}
