Надольский А.Н. Теоретические основы радиотехники (2005) (1151788), страница 38

Просмтор этого файла доступен только зарегистрированным пользователям. Но у нас супер быстрая регистрация: достаточно только электронной почты!

Текст из файла (страница 38)

Кроме того, с помощью сравнительнобольшой емкости C p1 первый контур связан со средней точкой второго контура.В результате на амплитудные детекторы подаются два напряжения. Напряжение U m1 с контура L1C1 через среднюю точку второго контура поступаетна амплитудные детекторы в фазе, а напряжение U m 2 , передаваемое индуктивной связью, – в противофазе. Таким образом, амплитуды напряжений на диодахVD1 и VD 2 будут равны соответственноU д1  U m1  U m 2 2иU д 2  U m1  U m 2 2 .Напряжение на выходе схемы будет равноU фд  K (U д1  U д2 ) .Особенностью связанных контуров является тот факт, что фазовые соотношения между напряжениями на первом и втором контурах зависят от соотношения частоты поступающего сигнала  c и резонансной частоты двухконтурного полосового фильтра  p .Если  c   p , то напряжение на втором контуре отстает от напряжения напервом контуре на 90 о . Если  c   p , то сопротивление второго контура носит емкостный характер и сдвиг по фазе между напряжениями на контурах возрастает на величину   arctg  , где   2( c   p )Q  p – обобщенная расстройка контура.

Если  c   p , то сопротивление второго контура носит индуктивный характер и сдвиг по фазе между напряжениями на контурах уменьшается на величину arctg  .Векторная диаграмма амплитуд сигналов для этих случаев изображена нарис. 8.41.Рис. 8.41. Векторные диаграммы балансного ЧД со связанными контурамиСледовательно, напряжение на выходе рассматриваемого детектора будетизменяться в зависимости от частоты входного сигнала так, как показано нарис. 8.40.8.8. Преобразование частоты8.8.1. Принцип преобразования частотыПреобразование частоты сигнала – это процесс, который обеспечивает линейный перенос спектра сигнала на оси частот без изменения его структуры.Огибающая сигнала и его начальная фаза при этом не изменяются. Другимисловами, преобразование частоты не искажает закон изменения амплитуды,частоты или фазы модулированных колебаний.Как видно из определения, преобразование частоты сопровождается появлением новых составляющих спектра, т.е.

приводит к обогащению спектра сигнала. Поэтому такой процесс можно реализовать только с использованием нелинейного или параметрического устройств, обеспечивающих умножение преобразуемого сигнала на вспомогательное гармоническое колебание с последующим выделением необходимой области частот.Действительно, если на вход умножителя подать два сигнала:и u г ( t )  U г cos(  г t   г ) ,u вх ( t )  U ( t ) cos[  0 t   ( t )]то на выходе получим сигнал суммарной и разностной частот:u вых ( t )  KU ( t )U г cos[  0 t   ( t )] cos(  г t   г ) KU (t )U гcos[(0  г )t   (t )   г ]  cos[(0  г )t   (t )   г ],2где K – коэффициент передачи умножителя.Выходной фильтр, настроенный, например на разностную частоту, выделитсоставляющую разностной (промежуточной) частоты. Такое нелинейное устройство называют смесителем, а источник гармонического колебания – гетеродином.Структурная схема преобразователя частоты представлена на рис.

8.41.Рис. 8.41. Структурная схема преобразователя частотыПреобразование частоты применяется в супергетеродинных приемникахдля получения сигнала с промежуточной частотой. Величина промежуточнойчастоты f пр должна быть таковой, чтобы без особых затруднений достигалосьбольшое усиление при высокой избирательности приемника. В радиовещательных приемниках длинных, средних и коротких волн f пр  465 кГц , а в прием-никах с частотной модуляцией (в метровом диапазоне волн) – f пр  10,7 МГц .Преобразование частоты сигнала используется также в приемниках радиолокационных станций, в измерительной технике (анализаторах спектра, генераторахи др.).8.8.2.

Схемы преобразователей частотыКак было сказано выше, процесс преобразования частоты реализуется путем умножения преобразуемого сигнала на вспомогательное гармоническое колебание с последующим выделением необходимой области частот. Это можносделать двумя способами, которые положены в основу построения практических схем преобразователей частоты:1. Сумма двух напряжений (полезного сигнала и сигнала гетеродина) подается на нелинейный элемент с последующим выделением необходимых составляющих спектра тока.

В качестве нелинейных элементов используются диоды,транзисторы и другие элементы с нелинейной характеристикой.2. Напряжение гетеродина используется для изменения какого-либо параметра смесителя (крутизны ВАХ транзистора, реактивного параметра цепи).Полезный сигнал, подаваемый на вход такого смесителя, преобразуется с соответствующим обогащением спектра.Для выяснения основных особенностей процесса преобразования частотырассмотрим некоторые схемы преобразователей частоты.а. Преобразователи частоты на диодахСхема одноконтурного преобразователя частоты на диоде представлена нарис.

8.42.Рис. 8.42. Одноконтурный преобразователь частоты на диодеНа вход преобразователя поступают два сигнала:модулированный узкополосный сигнал uвх (t )  U (t ) cos[ 0 t   ( t )] , несущаячастота которого должна быть перенесена, скажем, в область более низких частот;сигнал гетеродина uг ( t )  U г cos(  г t   г ) с постоянной амплитудой, частотойи начальной фазой.Таким образом, на нелинейный элемент подается напряжениеu(t)  uвх (t )  uг ( t )  U (t ) cos[ 0 t   ( t )]  U г cos(  г t   г ) .Аппроксимируем ВАХ диода полиномом второй степениi  a0  a1u  a2 u 2 .Тогда ток диода можно представить следующим образом:2i(t )  a0  a1uвх (t )  a1uг (t )  a2 uвх(t )  a2 uг2 (t )  2a2 uвх (t )uг (t ) .22Слагаемые, содержащие только uвх (t ) , u г (t ) , uвх (t ) , uг (t ) , соответствуют составляющим в спектре тока диода, имеющим частоты  0 ,  г , 2 0 и 2 г .

Сле-довательно, они, с точки зрения преобразования частоты, интереса не представляют. Основное значение имеет последнее слагаемое. Именно оно свидетельствует о наличии в спектре тока составляющих с преобразованными частотами0   г и 0  г :2 a 2 uвх ( t )u г ( t )  2a 2U ( t ) cos[ 0 t   ( t )]U г cos( г t   г )  а 2U (t )U г cos[( 0   г )t   (t )   г ]  а 2U (t )U г cos[( 0   г )t   (t )   г ].Составляющая с частотой  н   0   г соответствует сдвигу спектра сигнала вобласть низких частот, а составляющая с частотой  в   0   г – в областьвысоких частот.Выходное напряжение с необходимой частотой формируется с помощьюфильтра (колебательного контура) на выходе преобразователя, настроенного насоответствующую частоту.

Фильтр должен выделить одну составляющую изсеми. Полагая, что фильтр настроен на разностную (промежуточную) частоту пр   0   г, получим напряжение на выходе преобразователя, равноеu вых (t )  i (t ) R 0  а 2U ( t )U г R 0 cos[(  0   г )t   (t )   г ].(8.4)Таким образом, избирательная система должна иметь такую полосу пропускания, чтобы отфильтровать все ненужные (паразитные) составляющие. В то жевремя при преобразовании частоты модулированного сигнала полоса пропускания должна быть соизмерима с шириной спектра сигнала.

В этом случае структура выходного сигнала совпадает со структурой сигнала на входе. АмплитудыU (t ) и U г должны выбираться с таким расчетом, чтобы в выражении (8.4) преобладающее значение имели слагаемые с комбинационными частотами. Преоб-разование частоты часто сопровождается усилением полезного сигнала, поэтому обычно соблюдается соотношение U г  U (t ) .При  0   г или  г   0 расстройка частот  0   г ,  0   г и 0 ,  гвесьма мала.

При этом составляющие с частотами сигнала или гетеродина небудут отфильтрованы избирательной системой. Нежелательно также применение этой системы при решении задачи преобразования частоты в диапазонеакустических частот. В этом случае целесообразно использовать балансныесхемы, которые обеспечивают самоликвидацию (компенсацию) ненужных составляющих. На рис. 8.43,а и рис. 8.43,б приведены схемы таких преобразователей на диодах.Рис. 8.43. Балансные преобразователи частотыВ схеме рис. 8.43,а выходное напряжение равноuвых ( t )  u1 (t )  u2 ( t )  [i1 ( t )  i2 (t )]R ,где(8.5)2i1 (t )  a0  a1uвх (t )  a1uг (t )  a2 uвх(t )  a2 uг2 (t )  2a2 uвх (t )uг (t ) .2i2 (t )  a0  a1uвх (t )  a1uг (t )  a2 uвх(t )  a2 uг2 (t )  2a2 uвх (t )uг (t ) .При получении выражения для i2 (t ) учтено, что напряжение сигнала подаетсяна диоды схем в противофазе, а напряжение гетеродина – в фазе.Подставляя выражения для i1 (t ) и i2 (t ) в формулу (8.5), получаемuвых (t )  [2a1uвх (t )  4a2uвх (t )uг (t )]R .uвых (t )  {2a1U ( t ) cos[ 0 t   ( t )]  2a 2U (t )U г cos[( 0   г )t   ( t )   г ]  2 a 2U ( t )U г cos[(  0   г ) t   ( t )   г ]} R .Отсюда видно, что на выходе балансного преобразователя рис.

Характеристики

Список файлов книги