Казаринов Ю.М. Радиотехнические системы. Под ред. Ю.М.Казаринова (2008) (1151786), страница 47
Текст из файла (страница 47)
Ясно, что условия обнаружения воздушных и наземных целей при этом различны, При обнаружении воздушных целей мешающие отражения от подстилающей поверхности воздействуют в основном по боковыч лепесткам ДНА, и рациональным выбором ее формы и метода обзора пространства эти помехи можно свести к приемлемому уровню. Сложнее обстоит дело при обнаружении целей, движущихся по поверхности суши или моря под самолетом, а также воздушных целей, расположенных ниже носителя РЛС. В этих случаях 243 мешающие отражения будут приниматься и по основному лепе- стку ДНА, и их мешающее воздействие будет максимальным.
Это обстоятельство предопределяет выбор такой Р„, которая дает возможность надежного обнаружения цели в таких ситуациях. Наиболее трудные условия возникают при обнаружении цели малых размеров, движущейся по поверхности Земли. Оценим требуемую величину коэффициента подавления отражений от подстилающей поверхности с коэффициентом обратного рассеяния у = 0,05 при обнаружении танка с ЭПР а„= 4 м'.
Предположим, что дальность цели от РЛС 0 =! 50 км, а РЛС имеет ДНА карандашного типа шириной а„= 2' (рис. 6.18). Отношение мощности мешающих отражений Р„к мощности си~нала цели Р, можно найти по формуле Р я у(гг 0)2 Р, 4 оя где — (а„Р)' — площадь поперечного сечения симметричной ДНА шириной аА на расстоянии 1). При аА = 2' и г) = 150 км отношение Рп! Ре = 54 дБ.
Известно, что для обнаружения сигнала с вероятностью р„,> > 0,85 необходимо превышение сигнала над помехой на 10... 15 дБ. Таким образом, в рассматриваемом случае необходимо обеспечить подавление мешающих отражений от Земли на [54+ (1О ... 15)) = = 64... 69 дБ. Такое подавление может быть получено совместным использованием стробирования по дальности и фильтрацией по допплеровскому смещению частоты, что возможно осуществить при средней частоте повторения импульсов Р„, = 5...!2 кГц.
Возникающую при этом неоднозначность измерения дальности устраняют применением нескольких частот повторения, а неодноз- РЛС "с ль Рис. 6.18. Схема для определения соотношения мощности сигнала и ме- шающих отражений 244 начность измерения скорости использованием соответствующего набора допплеровских фильтров. Для эффективной работы РЛС при выполнении ею различных функций приходится изменять и другие параметры излучаемых сигналов, а следовательно, и параметры устройств приема и обработки отраженных сигналов. Для примера рассмотрим, как решены зти проблемы в американской РЛС истребителя-перехватчика. В станции предусмотрено изменение параметров не только при переходе от работы по воздушным целям к обнаружению наземных или морских, но и адаптация к различным условиям работы РЛС в каждом из этих режимов.
Так, при обнаружении воздушных целей, находящихся ниже носителя РЛС (режим «вниз»), используется импульсно-допплеровская обработка со средней частотой повторения, поскольку имеются мешающие отражения от подстилающей поверхности и по главному, и по боковым лепесткам ДНА. При обнаружении целей выше РЛС (рсжим «вверх») мешающие отражения от подстилающей поверхности практически отсутствуют и возможно использование низкой частоты повторения Р«, обеспечивающей однозначное измерение дальности при эффективном использовании энергии излучаемых сигналов и более простой обработке отраженных. Предусмотрена также полная автоматизация обнаружения цели и ее сопровождения в условиях воздушного боя.
В режиме «воздух — поверхность» предусмотрена возможность обнаружения и идентификации наземных объектов. При этом для исключения неоднозначности измерения и «слепых» скоростей используется небольшос изменение несущей частоты (Ггес)цепсу ар!е тоде). Для повышения четкости получаемого изображения местности в режиме картографирования предусмотрено «сжатие» ДНА за счет допплеровской обработки си~палов. При обнаружении морских судов в условиях умеренного волнения моря применяется некогерентная обработка сигналов с изменяющейся несущей, а при наличии сильных мешающих отражений применяется когерентный режим СДЦ.
В РЛС предусмотрен также режим запроса радиомаяков и обработка ответных сигналов, а также режим встречи истребителя с самолетом-заправщиком. МногоФункциональность РЛС обеспечивается применением управляемых ФАР, многорежимного когерентного передатчика, адаптивного приемного устройства и цифрового процессора обработки сигналов. Упрощенная структурная схема самолетной РЛС представлена на рис. 6.! 9.
РЛС работает в трехсантиметровом диапазоне радиоволн, что позволяет при ограниченных размерах антенной системы обеспечить требуемую угловую разрешающую способность. Необходимая 245 схему, соответствующую нелинейному дифференциальному уравнен и (8.81), которое запишем в форме <! = — соэ с<1 — 2а<! — ы3 <! + 6я <1, Е 3 !81! Схема представлена на рис. 8.53. Дополнительно к двум интегратора и сумматору потребовался функциональный блок. осуществляющий опер, цию возведения в куб функции <! (1). Определение реакции нелинейных цепей на заданное воздействие реш~ нием дифференциального уравнения требует, как правило, больших вычи~ лительных затрат.
Задача упрощается, если рассматриваемая иелинейна система допускает дискретное представление процессов, происходящи в отдельных ее элементах, как линейных, так и нелинейных. Такое полож< ние имеет место, в частности, если нелинейные элементы являются безыне! Чионными. В подобных случаях открывается путь к эффективному цифров< му моделированию, Покажем это на примере моделирования простого амплитудного детег тора (см. рис. 8.24). Вольт-амперную характеристику диода представим в в< де нелинейной функции (а =1(ид) =1(е — и, „), (8.111 где ид — — е — и,„„— напряжение, действующее на диоде.
Соотношение между токами в линейной части схемы определяется вь ражениями 'н(1)+1 (1)=1,(1) 1н(1)= """ ° (с(1)=С й ш откуда вытекает следующее нелинейное уравнение: С '"*! + — и„„,„(1) =)(е(1) — и„„„,(1)! ш или ! Си,„= ) (е — и„„) — — и,„„. <8.1 1! Это уравнение моделируется аналоговой структурной схемой, представ ленной на рис.
8.54. На выходе сумматора 1 образуется разность е — и„м„. которая после нелинейного преобразования в диоде дает ток 1„, т. е. перво слагаемое в правой части (8,1!2). Нелинейное безынерционное преобразование (8.11!) легко реализуетс< в ЭВМ. Функция 1 (и ) может быть задана либо в виде таблицы (иапример по экспериментальным данным), либо аналитически.
В первом случае табли ца должна храниться в памяти ЭВМ, во втором случае вычисление значени< <'„производится по программе, со ответствующей аналитическому вы савмг ражению. Переходя к дискретному мо делированию, задаем шаг Т исход< из наивысшей частоты в спектр< входного сигнала е(1), руковод. ютеров дает возможность реализации адаптивных методов обработки сигналов в многофункциональных РЛС в условиях изменяющейся помеховой обстановки. 6.8. Применение сложномодулированных квазинепрерывных сигналов в когерентнодопплеровских РЯС Одним из направлений развития современной радиолокации является применение когерентных сложноиодулированных квази- непрерывных сигналов, которые при низкой скважности обладают высокой энергоемкостью и во многих случаях позволяют решить проблему однозначного измерения дальностей и радиальных скоростей целей в широких диапазонах изменения задержек т и допплеровских сдвигов частоты 7р отраженных сигналов.
Напомним, что сложномодулированными, или сложными (см. подразд. 4.4), называются сигналы, у которых модуляции подвергаются два и более параметра. Квазинепрерывными будем считать сигналы, скважность которых (з, равная отношению полной длительности сигнала т, к суммарной длительности интервалов времени, в пределах которых амплитуда сигнала не равна нулю, не превышает 1О. В данном подразделе рассмотрены амплитудно-4азоианипулированныв дискретно-кодированные сигналы с двоичной амплитудной манипуляцией и бинарной фазовой манипуляцией.
Манипуляция параметра сигнала является частным случаем модуляции, при котором параметр может принимать одно из набора фиксированных значений. Двоичная, или бинарная, манипуляция предполагает, что модулируемый параметр сигнала может принимать одно из двух возможных значений. Двоичная манипуляция амплитуды сигнала и(г) осуществляется в соответствии с кодирующей последовательностью Лов - (г„), принимающей в определенные моменты времени О значения О или 1: ~, в (О, 1). Соответственно амплитуду дискретно-кодированного сигнала также можно представить в виде последовательности Цг) = (У), которая может принимать значения О или (4: (7; я (О, Ц). Изменения кодирующей последовательности Уо и, следовательно, амплитуды У(г) могут происходить только в фиксированные моменты времени (дискреты), следующие с интервалом дд Заметим, что зависимость У(О может быть представлена как последовательность элементарных импульсов длительностью т,=дд Бинарная манипуляции фазы у(г) сигнала и(г) осуществляется в соответствии с кодирующей последовательностью Х„= (х,), принимающей значения +1 или -1: х; в (+1, -1).
Непосредственно 247 относительная фаза д(г) дискретно-кодированного сигнала может принимать значения 0 или у. Наибольшее распространение получили сигналы с противофазной манипуляцией, при которой у = 180' или ф = я рад. Тогда изменение фазы сигнала можно представить в виде последовательности у(г) = (д;), которая в моменты времени б может принимать значения у, е (О, к). Так же, как и амплитуда, фаза дискретно-кодированного сигнала может изменяться только в фиксированные моменты времени, как правило, согласованные с моментами изменения амплитуды.
В этом случае длительность элементарного импульса т0 остается прежней. В результате совместной манипуляции амплитуды и фазы образуется троичный дискретно-кодированный сигнал. Общую троичную кодирующую последовательность Уш — — (у,) можно представить в виде произведения Уи,- -Уо Х„. При этом элементы троичной последовательности у, могут принимать значения О, г! или — 1; у, е (О, Н ).
![](https://s.studizba.com/z.php?f=/templates/si/i/noavatar.png&w=100&h=100&t=1"){kind=avatar}
