Казаринов Ю.М. Радиотехнические системы. Под ред. Ю.М.Казаринова (2008) (1151786), страница 48
Текст из файла (страница 48)
В зависимости от принципа формирования (генерации) кодирующие последовательности»и и Х„могут быть случайными и детерминированными. Особую группу детерминированных кодов составляют псевдослучайные последовательности, которые имеют корреляционные свойства, близкие к случайным последовательностям. Применение случайных и псевдослучайных кодирующих последовательностей для управления амплитудой и фазой позволяет формировать шумоподобные сигналы, которые обладают повышенной энергетической и информационной скрытностью и помехозащищенностью, т.е. затрудняют обнаружение факта излучения сигнала, радиоразведку его параметров и организацию радиопротиводействия. Детерминированные кодирующие последовательности»и и Х~ характеризуются периодами Тг и Т», определяемыми соответствующим числом элементаРных импУльсов Л~»и М»: Т»= )У»ты Т»= Ф»ты Общий период троичной последовательности Тгопределяется как М»®» г тО~ р~р1 "- ре где р,, рп ..., р„— взаимно простые целые числа (наименьшие общие кратные, одновременно присутствующие в Ж» и Ю»).
Как правило, в амплитудно-фазоманипулированных сигналах манипуляция амплитуды используется для организации работы приемника и передатчика РЛС на единую приемопередающую антенну. Их совместное функционирование организовано так, что во время работы передатчика (высокий уровень мощности, ~, = !) приемник заперт. При отсутствии излучаемой мощности на выходе передатчика (г„= 0) приемник открыт и осугцествляется прием отраженных сигналов. Бинарная фазовая манипуляция сигнала используется для однозначною измерения задержки и разрешения 248 целей по дальности в рабочей зоне задержек.
Структурная схема когерентной РЛС с квазинепрерывным сложномодулированным зондирующим сигналом представлена на рис. 6.20. Когерентность при формировании и обработке сигналов обеспечивается применением высокостабильного задающего генератора и единого когерентного гетеродина, с помощью которого сигнал сначала переносится вверх на рабочую несущую частоту в передатчике, а затем вниз на промежуточную частоту в приемнике. У-циркулятор Ц обеспечивает за счет специальной конструкции дополнительную развязку приемника и передатчика (порядка 30 дБ). Кодирующие последовательности Ус и Х„генерируются в кодируюшем устройстве. Радиосигнал формируется на низкой частоте задающего генератора с помощью амплитудно-фазового (АФ) модулятора.
Для удобства обеспечения поочередной работы приемника и передатчика в кодирующем устройстве формируются прямая Ус и инверсная Ус последовательности, которые управляют работой электронных ключей 1 и 2. Это делает невозможной одновременную работу приемника и передатчика. Выходной сигнал приемника промежуточной частоты, равной частоте задающего генератора, преобразуется с помощью фазового детектора в два квадратурных синусно-косинусных сигнала 5, и 3ц на видео- частоте, которые образуют комплексный сигнал. В устройстве обработки осуществляется согласованная корреляционная или фильтровая обработка отраженных сигналов, как правило, в цифровом виде, для чего в кодирующем устроистве формируются параллельно или последовательно задержанные копии модулирующих амплитуду и фазу последовательностей с учетом трансформации Рис.
6.20. Структурная схема когерентной РЛС с квазинепрерывиым слож- номолулированным зондирующим сигналом 249 структуры отраженных сигналов за счет квазинепрерывного режима работы РЛС. На рис. 6.2) приведены примеры сложных сигналов с амплитудно-фазовой манипуляцией (АФМн). На рис. 6.2), а в качестве примера приведен АФМн сигнал, сформированный на основе двоичной амплитудной манипуляции по закону регулярной импульсной последовательности (РИП) со скважностью 0 = 2 и бинарной фазовой манипуляции со случайным равновероятным законом переключения фазы на О, х.
РИП характеризуется дли- х и(г) и(г) Рис. 6.21. Сигналы с амплитудно-фазовой манипуляцией на основе регу- лярной' (а) и нерегулярной (б) импульсных последовательностей 250 и!(«) ! гнив! нип2 Рис. 6.22. Прием сигналов, сформированных нв основе РИП (а) и НИП (б) тельностью импульса трио, выраженной целым числом элементарных импульсов тв. 'трио = (гтв и периодом Трио = стрип. На рис. 6.21, б приведен пример АФМн сигнала, сформированного на основе двоичной амплитудной манипуляции по закону нерегулярной импульсной последовательности (Н И П) со свойством «не более одного совпадения» при любой задержке сигналов, не кратной периоду НИП, и бинарной фазовой манипуляции со случайным равновероятным законом переключения фазы на О, я. НИП характеризуется длительностью элементарного импульса тв, числом активных символов Ув с единичной амплитудой и периодом, выраженным числом элементарных импульсов 251 А!: Тнип = Мт0.
Скважность сигналов на основе НИП определяется как 0 = Л~/М. В рассматриваемом примере Д!= ! 3 и %0= 4, поэтому 0 = 3,25. Свойство «не более одного совпадения» делает сигналы на основе НИП весьма привлекательными для организации квазинепрерывного режима, поскольку гарантируется, что при любой задержке отраженных сигналов перекрытие во времени с работой передатчика возможно только в пределах одного элементарного импульса.
Одной из важнейших характеристик квазинепрерывных сигналов при работе РЛС на одну антенну является функция приема И'(т), представляющая собой зависимость от задержки отношения той части энергии отраженного сигнала, которая попадает на вход приемника, к полной энергии отраженного сигнала на выходе антенны. Поясним это графически на приведенных примерах. Рассмотрим вначале сигнал на основе РИП (рис.
6.22, а). Очевидно, что с ростом задержки в пределах 0 < т < хрип растет относительная энергия сигнала, которая попадает на вход приемника при выключенном передатчике, причем эта зависимость линейна, так как линейно увеличивается площадь принимаемого сигнала, которая определяет его энергию (заштрихованная область на рис. 6.22, а). Для сигнала на основе РИП функция приема й'(т) имеет вид трапеции, достигая значения В'(т) = ! при т = хрип. Исключение составляет случай сигнала со скважностью Д = 2, когда Ь(т) принимает вид треугольника.
Обычно для сигналов на основе РИП рабочая зона задержек ограничена величиной т < < (ущип — тгип), а при 0 = 2 величиной т < хрип. Заметим, что вид функции приема для сигналов на основе РИП удобен для компенсации мешающего влияния отражений от подстилающей поверхности, находягцейся в ближней зоне радиолокатора. Как известно, мощность сигнала, отраженного от любой цели, в том числе поверхностно распределенной, обратно пропорциональна четвертой степени дальности или задержки.
В то же время легко показать, что плошадь облучаемого участка подстилающей поверхности, попадающей в главный лепесток ДНА, возрастает линейно с увеличением дальности или задержки. Следовательно, при малых углах скольжения в среднем линейно возрастает ЭПР подстилающей поверхности, определяющая мощность отраженного помехового сигнала. Суммарная зависимость интенсивности по- мехового сигнала от задержки становится, таким образом, обратно пропорциональной третьей степени. Функция приема вида треугольника или трапеции (см.
рис. 6,22, а) обеспечивает дополнительное энергетическое взвешивание помеховых сигналов, что улучшает условия обнаружения удаленных целей на фоне пассивных помех от подстилающей поверхности. Это особенно актуально в случае, когда полезный и мешающий сигналы перекрываются в зоне действия боковых лепестков функции неопределенности. 252 Построение функции приема для квазинепрерывного сигнала на основе НИП иллюстрирует рис. 6.22, б. Вначале И'(т) линейно возрастает в интервале задержек, не превышающих длительность элементарного импульса: т < т». На этом участке зависимость )Р(т) для сигналов на основе НИП почти эквивалентна обычному импульсному сигналу с длительностью импульса т,.
Отличие заключается в том, что для НИП, строго удовлетворяющей свойству одного совпадения, Ь(т) не достигает ! и равна (̄— 1)/Ур. Основным недостатком сигналов развязки приемника и передатчика на основе НИП является наличие «слепых» дальностей, следующих с периодом Тяня. Для уменьшения их числа или полного устранения приходится увеличивать период НИП, который определяется числом позиций кода )К Однако для существующих НИ П увеличение У ведет к существенному увеличению скважности („с при М > 100 скважность увеличивается до 1О и более. Компромиссом может служить вобуляция периода НИП путем добавления в конце каждого периода кодовой последовательности нулевой позиции.
Период НИП увеличивается на один элементарный импульс, незначительно возрастает скважность, но «слепые» зоны также смещаются. При когерентном накоплении сигнала на месте «слепых» зон функция приема Ь'(т) = 0,5(У» — 1)/Л~». Свойство «не более одного совпадения» сохраняется, поэтому функция приема в целом сохраняет свои свойства, ее вид приведен на нижнем графике рис. 6.22, б.
![](https://s.studizba.com/z.php?f=/templates/si/i/noavatar.png&w=100&h=100&t=1"){kind=avatar}
