Казаринов Ю.М. Радиотехнические системы. Под ред. Ю.М.Казаринова (2008) (1151786), страница 42
Текст из файла (страница 42)
Схема двухкратной ЧПК может быть представлена иначе (рис. 6.4, б). Действительно из рис. 6.4, а следует: 2!5 который растет в случае череспериодной компенсации при концентрации СПМ помехи К«(7) вблизи частот пГ„. При неподвижном объекте и бесконечной периодической последовательности спектр имеет вид б-функции на частотах пГ„, т.е. там, где )К(7')~ = О, В этом случае К» -» ° и помеха полностью подавляется. В случае радиолокационного обнаружения в процессе обзора принимаются пачки из Ф„»«импульсов.
При этом линии спектра расплываются и полного подавления отражений от неподвижных объектов ЧПК не обеспечивает. Для лучшего согласования ширины провалов АЧХ фильтра подавления со спектром помехи используют схему двухкратного вычитания. При включении последовательно двух схем ЧПК (рис. 6.4, а) результирующая АЧХ находится по следующей формуле: л~(0 ц,(б (~вой и=Гп ! св Гп (к(Л~ (,0 0,8 0,6 0,4 0,2 2 ус в Рис.
6.4. Структурные схемы двухкратной Ч ПК (а, б) и зависимость моду- ля его коэффициента передачи (пунктир) от частоты (в) д,(г) -. и,(г) - и,(г- т„); ((,(г) = ь,(г)-ьд-т„) =и,(г)-2и,(г-т„) -Щ(-2Т„), (6.9) т.е. АЧХ этой схемы аналогична предыдушей. Иногда схемы однократной и двухкратной ЧПК называются соответственно двухимпульсной и трехимпульсной схемами подавления. Для оценки эффективности работы системы СДЦ кроме упомянутого ранее коэффициента подавления помехи Ап используется также коэффициент улучшения отношения сигнала к помехе / )в .в сгп Рсвв/) п.в» при прохождении режекторного фильтра.
Коэффициент улучшения Кт, который часто называют также коэффициентом подпомеховай видимости, позволяет более полно оценить эффективность работы системы СДЦ и поэтому используется в качестве критерия рационального выбора числа звеньев и значений весовых коэффициентов трансверсального режекторного фильтра. 2!6 Форму спектра допплеровских частот пассивной помехи обычно принимают колокольной (повторяющей форму распределения Гаусса); я„(7) = ~„,(1)ехр — —, = л„,(~")ехр — —," и и, где о~ — дисперсия радиальной составляющей скорости мешающих отражателей; о~ — дисперсия соответствующих допплеров- 2 ( 2~„) ских частот спектра помехи, а'„ = )'и В табл.
6.1 приведены ориентировочные значения СКО о, и о„ для некоторых мешающих отражателей. Известна также эмпирическая формула СКО о„=0,011)4"', связывающая о„леса со скоростью ветра И~ в диапазоне частот 3...24 ГГц. Подсчитано, что при использовании трансверсального фильтра с АЧХ вида Н(7) = ейп "(к)Т„), равномерном распределении скоростей целей, находящихся в точке облучения, и гауссовом спектре допплеровских частот помехи в полосу подавления фильтра попадает 20% целей при л = 1; 38% при и = 2 и почти половина целей при п = 4. Таким образом, простое увеличение числа звеньев фильтра ведет к чрезмерному расширению полосы режекции и сужению полосы пропускания фильтра. Для уменьшения потерь полезных сигналов целей необходимо рациональным выбором п и величины весовых коэффициентов а стремиться получить форму АЧХ фильтра, близкую к прямоугольной с необходимой для подавления помех полосой режекции.
Расчеты показывают, что при и < 4 можно обеспечить требуемую АЧХ режекторного фильтра СДЦ оптимальным выбором весовых коэффициентов. Табл и на 6.1 217 При наличии пассивных помех и флуктуационных шумов схема оптимальной обработки периодического импульсного сигнала в РЛС должна содержать три последовательно включенных фильтра: фильтр, согласованный с одиночным импульсом; гребенчатый фильтр накопления сигнала и гребенчатый фильтр подавления помехи. Необходимо обеспечить очень высокие требования к точности и стабильности работы отдельных узлов и элементов системы СДЦ и, в частности, к сохранению равенства т, = Т„в линии задержки схемы ЧПК, а также к сохранению амплитуды и формы сигналов в ее каналах. Для получения достаточно большого времени задержки т,= Т» и сохранения формы импульса при его задержке в аналоговых компенсаторах используют ультразвуковые линии задержки с полосой дг,', > 1/т„.
Такие линии имеют большое затухание (более 80 дБ), для компенсации которого в канал задержки последовательно включается усилитель. Для идентичности каналов такой же усилитель включается и в другой канал («не задержанный»), а для выравнивания коэффициентов усиления каналов еще и аттенюатор с затуханием, равным затуханию линии задержки. Для эффективной работы схемы ЧПК баланс должен поддерживаться при широком изменении условий эксплуатации, что представляет достаточно сложную техническую задачу. В результате аналоговые фильтры получаются дорогостоящими и недостаточно надежными.
Поэтому предпочтение отдается цифровым фильтрам подавления. Перспективны также фильтры, в которых роль линии задержки гребенчатого фильтра выполняют приборы с зарядовой связью. При цифровой обработке выборки сигнала, следующие с интервалами дискретизации по времени, преобразуются с помощью АЦП в коды (обычно двоичные) чисел, соответствующих амплитуде выборок. Далее эти числа в цифровом процессоре подвергаются весовой обработке в соответствии с алгоритмом решаемой задачи.
Фильтр СДЦ является режекторным фильтром, вырезающим из спектра частоты вблизи пГ„, что обеспечивается, как показано ранее, задержкой сигнала и весовым суммированием. В цифровом виде просто осуществить задержку на несколько периодов (большое я) и сравнительно несложно управлять величиной весовых коэффициентов, что позволяет не только оптимизировать АЧХ фильтра подавления, но и управлять ею в соответствии с изменением помеховой обстановки, т.е. создать адаптивную цифровую систему СДЦ.
Рассмотрим структуру и передаточную функцию нерекурсивного (без обратных связей) цифрового режекторного фильтра, который чаще всего используется в системах СДЦ. Такие фильтры называются также трансверсальными. 2!8 С помошью ~-преобразования передаточную (системную) функцию любого нерекурсивного Фильтра записывают в виде К(~) =1+ аг. '+ а2~ т+ ... +а„~ ", (6.
10) где ~ = ехр((гоТ); ~ ' — системная функция элемента задержки на Т„, ~ ' = ехр( — /вТ„); ан ац, а„— весовые коэффициенты. Цифровой фильтр первого порядка имеет один весовой коэффициент а, = -! (остальные равны О), и его передаточная Функция к® = ! — ~-', (6.1 1) что соответствует АЧХ однократного (двухимпульсного) компенсатора К(Т) = 21ып(гуТ„)(. Цифровой фильтр с двумя весовыми коэффициентами а, = — 2 и а2= 1 имеет АЧХ вида 4а)п2(яТТ ), т.е.
соответствует двухкратной (трехимпульсной) схеме ЧПК. В общем виде структуру нерекурсивного режекторного фильтра можно представить в виде лестничной схемы (рис. 6.5), состоящей из элементов задержки на период повторения ~ ', умножителей на весовые коэффициенты и сумматора. Выбором числа и и величины весовых коэффициентов ан ан ..., а„ можно получить желаемую АЧХ фильтра. Однако выбор и > 3 не дает существенного увеличения коэффициента подавления.
Применение рекурсивных (с обратной связью) Фильтров позволяет улучшить АЧХ фильтра, не повышая его порядка. Так, в рекурсивном Фильтре первого порядка (рис. 6.6, а) применение обратной связи с коэффициентом обратной связи !3 с 0 (т.с. использование кроме нуля в точке ~ = 1 еше и полюса в точке ~ = !3) дает возможность расширить зону подавления вокруг частот лР'„. Действительно, передаточная функция такого фильтра имеет вид Рнс. 6.5, Лестничная схема нерекурснвного режекторного фильтра 2!9 Отсюда АЧХ рекурсивного фильтра (рис. 6.6, б) )К(7 )! = ~ ~ . (6.13) Таким образом, в рекурсивном фильтре перво~о порядка при использовании лишь одного элемента памяти можно получить АЧХ такую же, как и для нерекурсивного фильтра второго порядка, причем изменением величины коэффициента обратной связи можно изменять ширину зоны подавления. Это достигается за счет циркуляции импульсов в цепи обратной связи.
На рис. 6.7, а представлена схема рекурсивного фильтра третьего порядка, в котором выбором коэффициентов обратных связей обеспечена форма АЧХ, близкая к прямоугольной (рис. 6.7, б). Изменение весовых коэффициентов позволяет получить оптимальное для решаемой задачи соотношение полосы прозрачности и полосы подавления фильтра.
Дополнительные возможности управления формой АЧХоткрываются при использовании в рекурсивных фильтрах двухсторонних обратных связей (вперед и назад). Следует заметить, что задача получения желаемой формы АЧХ легче решается в цифровом виде. !к(Л~ 2~п 3Г, б Рис. 6.6. Структурная схема рекурсивного режекторного фильтра первого порядка (а) и его АЧХ (б) 220 1,О 0,5 г„= цт„У б Рнс. 6.7. Структурная схема рекурсивного режекторного фильтра третьего порядка (а) и его АЧХ (б) Рассмотрим основные требования к выбору параметров цифровой системы СДЦ на примере цифровой двухимпульсной схемы подавления помех на нерекурсивном фильтре (однократная цифровая ЧПК). Структура такой системы от аналогового входа, на который подается сигнал и,(г) с выхода фазового детектора приемника, до аналогового выхода, с которого импульсы движущейся цели и,(г) и неподавленные фильтром остатки помехи поступают на индикатор РЛС и вторичную обработку, если она предусмотрена, представлена на рис, 6.8.
Импульсный элемент (ИЭ) осуществляет дискретизацию видеоимпульсов и,(г), поступающих на вход схемы цифровой ЧПК с выхода фазового (когерентного) детектора приемника РЛС. Желательно выбрать период дискретизации Т„таким, чтобы за время длительности импульса т„иметь, по крайней мере, две выборки сигнала, что сводит потери на дискретизацию к минимуму. Далее с помощью АЦП амплитуда каждой выборки преобразуется в соответствующий цифровой код (цифровое слово) с учетом знака и,(г). Рис. 6.8.
Структурная схема цифрового режекторпого фильтра первого порядка 221 С выхода АЦП код вводится в устройство цифровой памяти (например, регистр) и с каждым тактом продвигается в нем на величину ?,'. Через период повторения ?; задержанные цифровые слова вычитаются из текущих значений выборок непосредственно на выходе АЦП, и в результате вычитания происходит компенсация импульсов помехи, представленных в цифровой форме.
С помощью ЦАП сигналы движущихся целей и остатки неподавленных помех восстанавливаются в аналоговой форме для их отображения на экране индикатора с яркостной модуляцией луча ЭЛТ. Таким образом, видно, что рассмотренная цифровая схема является эквивалентом однократной аналоговой схемы ЧПК. Приведем некоторые соображения к выбору основных параметров цифровой схемы ЧПК. Так как число цифровых слов т, за период повторения ?'„дол- тл,„2?),„ жно быть не менее т, > — '" = '", то объем памяти при раз- ?,' сТ, рядности слов г будет равен т,к Число разрядов г определяется необходимым числом уровней квантования и„= (и„.„„— и„ы)/Ли исходя из динамического диапазона сипшла (и,„— и,„) и шага квантования Ли. При выборе Ли, равным среднеквадратическому значению собственных шумов приемника а,„, которое ограничивает и величину и „„получим шаг квантования Ли = и ы — — о .
Отсюда необходимое число уровней квантования и„= (и,„- и,„) /о„„а требуемая разрядность АЦП г = 1ойз и, = 3,32 18 о (6.14) (л,ьи)'6 о'„, „2Ли' (6.15) Это отношение характеризует качество работы цифрового фильтра. Если выразить д„в децибелах, то получим соотношение д, = 4,8+ 20 18 п„= 4,8 + бг, (6.16) 222 Число разрядов г непосредственно влияет на качество работы фильтра Ч П К. Как известно, при шаге квантования Ьи дисперсия шума квантования при равномерном распределении равна Лит/12. При вычитании происходит удвоение дисперсии шума квантования„поэтому на выходе схемы ЧПК о', = ди'/6. Так как максимальная амплитуда напряжения помехи на входе схемы ЧПК равна (?„,„= п„Ли, а мощность помехи соответственно (при входном сопротивлении 1 Ом) Р„„„= (?„',„/2 = (л,ди)'/2, то отношение мощности помехи на входе цифрового фильтра Ч П К к мощности шума на выходе характеризующее максимально возможное подавление помехи.
![](https://s.studizba.com/z.php?f=/templates/si/i/noavatar.png&w=100&h=100&t=1"){kind=avatar}
