Диссертация (1143140), страница 17

Просмтор этого файла доступен только зарегистрированным пользователям. Но у нас супер быстрая регистрация: достаточно только электронной почты!

Текст из файла (страница 17)

Напомним, что интегралы Персоникаполучены для случая, когда частотная характеристика линейной части приемника,включающей ФПУ и корректирующие цепи, имеет вид фильтра Найквиста, в частности"приподнятого косинуса". Техническая реализация подобной характеристики затруднена итребует введения в состав модулей сложных трансверсальных фильтров, что непригодно длясерийного производства микросхем.Вычислим I2 и I3 с помощью разложения на простейшие. Для случая колебательногорежима (m > 0.25):1    m   222 1   2 2 1  2m   4 4 m2  a  b 2  c 4(2.38)где обозначено: a 1 , b   2 1  2m , c   4 m2 , b2  4ac   4 1  4mТаким образом: 1d1ddI2   24222  a  b  c2 j 4ac  bb  j 4ac  bb  j 4ac  b 2 2   2  2c2c21 d1 b  j 4ac  bI3   2  a  b 2  c 4 2 j 4ac  b 2 2c2 (2.39)db  j 4ac  bd22 2cbj4acbbj4acb2 2 2c2c2 Поскольку функция комплексного переменногоf z  1b  j 4ac  b2z 2c2(2.40)76b  j 4ac  b 2и обладает в точке2cz   двойной нулевой точкой, возможно применить теорему о вычетах:аналитическая в области Im z  0 , исключая точку z1  jb  j 4ac  b2 1res f z   lim z  z1 f z   lim   z  jz1zz1zz1 2c 2 b  j 4ac  b2z 2c12 2 j b  j 4ac  b2c(2.41)Следовательноd 2c 2 j  res f z  z1b  j 4ac  b 2b  j 4ac  b 2 2c(2.42)2Итакdb  j 4ac  b 2 2c2 2cb  j 4ac  b(2.43)2Таким образом, после подстановки (2.43) в (2.39) и (2.40) и проведения преобразованийполучаем значения I2 и I3:I2 I3 2 a2 c1b  4ac1b  4ac22 3 m(2.44)Отношение сигнал/шум на выходе линейной части фотоприемного устройства будетопределяться выражением:SNR 2 Is2(2.45)IТН  In 2  2eFav pd  I s  IТМ 1M2  M2d2222 01    m   С учетом (2.44)SNR 2 Is2IТН 2eFav pd  I s  IТМ  2 D M  4kT  C 2  3 4M  4 4 m Относительно фототока имеем квадратное уравнение2Is  2 p Is  q  0где введены обозначения: p SNR 2 eFav pd4(2.46)(2.47)(2.48)IТн  2eFav pd  IТМ  2 4kTCDMq  SNR   2   3 4M  4 4 m  2q Решение этого уравнения имеет вид: I s  p1  1  2 p (2.49)77Таким образом, интегральная чувствительность фотоприемного устройства в общемслучае определяется выражением:SNR  eFav pd2Pint S  4IТН  4kT D  4  2eFav pd  IТМ  2   2  C  2   M  M  m  1  1 2 2 2SNR  e Fav pd(2.50)В случае использования p-i-n режима работы фотоприемного устройства возможнопренебречь квантовыми шумами по сравнению со всеми остальными и выражение (2.50)значительно упрощается:Pint pin SNR kT C DS  3m(2.51)Согласно выражению (2.51) увеличение  приводит к улучшению чувствительностифотоприемного устройства.

Однако, увеличение  эквивалентно сужению полосыпропускания, что неминуемо приводит к затягиванию переднего и заднего фронтовимпульсов.Заднийфронтпредыдущегоимпульсаперекрываетпереднийфронтпоследующего. Это явление в импульсных системах связи получило название межсимвольнойпомехи (или межсимвольной интерференции), которую характеризуют параметром d –максимальнымраскрывомглаз-диаграммы,представляющейсобойизображениесовокупности всех возможных комбинаций передаваемых символов.

Таким образом,существует оптимальное значение  и m, минимизирующие чувствительность фотоприемногоустройства для заданной (фиксированной) скорости передачи информации.Импульсы, приходящие на вход ФПУ по волоконно-оптической линии, в основномимеют следующие формы:t221а) гауссова форма (на выходе протяжённого оптического кабеля): hвх t  e 2  T 2 kTгде T = 1/B – тактовый период следования импульсов;tб) экспоненциальная (в коротких линиях): hвх t   1 e T .TВ идеальном случае экспоненциальный импульс переходит вв) прямоугольный (при α→0).С помощью преобразования Фурье можно определить форму выходного импульсалинейной части ФПУ:t 2 12 m  4m  1   2212 m 2 m 2hвых t  e sin  1  4m  1 2m  2m  (2.52)По переходным характеристикам ФПУ hвых t  можно определить форму амплитудночастотной характеристики ФПУ и оптимизировать её при заданных требованиях к форме78выходного импульса.Таким образом, выражение (2.51) для интегральной чувствительности ФПУ являетсяфункцией параметров схемного решения и формы приходящего по волоконному кабелюимпульса.

Минимизация полученного функционала при заданных скорости передачи данныхи вероятности ошибки при приёме сигнала достигается решением системы уравнений∂Pинт/∂Gf = 0, ∂Pинт/∂τ = 0, ∂Pинт/∂Ie = 0, и ∂Pинт/∂m = 0 относительно значения трансимпеданса,формы амплитудно-частотной характеристики, определяемой параметром m, тока входноготранзистора и всех других параметров.Предложенная методика позволяет проектировать ФПУ для волоконно-оптическихлиний связи, вплоть до законченного, технически реализуемого, оптимального схемногорешения. Эта методика была использована при проектировании отечественных модулей ФПУНЧ, ФПУ-ВЧ, ФПМ-АРУ, ФПУ-01 – ФПУ-10 (НПО «Авангард», СПбПУ).2.3. Сравнение результатов расчета чувствительности ФПУ по различным методикам сэкспериментомРасчет спектральной плотности шумового тока для однокаскадных ФПУ на биполярныхи полевых транзисторах приведен в Приложении 1.

В многокаскадных ФПУ в первыхкаскадах применяются схемы с общим эмиттером и общим коллектором. Схему с общей базой,обладающую высокой граничной частотой усиления, не применяют из-за большой величиныпроводимости цепи смещения GL, которая в  раз больше, чем в схемах с ОЭ и ОК. Поэтомушумовой ток каскада ФПУ с ОБ значительно больше, чем в схемах с ОЭ и ОК.

Влияниевторого каскада на шумовые показатели ФПУ с предусилителями на BiTr и FET можнооценить по соотношениям, приведённым в Приложении 2. В известной научно-техническойлитературе практически отсутствуют работы, в которых были бы приведены аналитическиесоотношения, позволяющие в явном виде разделить шумовые характеристики каскадов ФПУ.Как правило, рассматривают только входной транзистор предусилителя ФПУ. Дляиллюстрации корректности предложенной в Главе 2 методики приведём результаты расчётови экспериментальные данные для схем ФПУ с полевым транзистором на основе выраженийПриложения 5 и схем ФПУ с биполярным транзистором на основе выражений Приложения 3.На рис. 2-14 приведены зависимости спектральной чувствительности (NEP) ФПУ наоснове полевого (Приложение 1) и биполярного транзисторов (Приложение 3) от мгновеннойчастоты при различных значениях ёмкости фотодиода Cd.

Параметры ФПУ, используемые врасчетах, имеют значения: для полевого транзистора IG = 1 нА, gm = 5 См, К1=0,15, К2=0,1,К3=0,5, r_so = 16 Ом, rd = 12 Ом, Сgs = 1 пФ, Cdg = 1 пф, rs pd = 20 Ом, Rf = 1 кОм, Cf = 0,1 пФ,ω1 = 1050 МГц, S = 0.7 А/Вт; для биполярного - S = 0.7 А/Вт, rs pd = 20 Ом, Rf = 1 кОм,Cf = 0,1 пФ, rb = 20 Ом, A-параметр 25 ГГц·Ом, Ie = 1 мА, Ск = 1 пФ, β = 100.79а)б)Рис.

2-14. Зависимости спектральной чувствительности (NEP) ФПУ на основеа) полевого и б) биполярного транзисторовСпектральная чувствительность (NEP) ФПУ с полевым транзистором имеет в 3 - 5 разболее низкий уровень, чем NEP ФПУ с биполярным транзистором в области высоких частот,что объяcняется малыми величинами тока затвора (~ нА) и малыми ёмкостями. Спектральнаячувствительность ФПУ с биполярным транзистором имеет минимум при оптимальном токеIe opt, значение которого определяется выражениемI e opt kT eG 2f 2  12  2  2  Cd  Ck   2  Cd  Ck    2 AA 2  1   2Cd2  rs pd  rb 2(2.53)Зависимость спектральной чувствительности ФПУ с биполярным транзистором от токаэмиттера при различных ёмкостях фотодиода представлены на рис. 2-15.Рис. 2-15.

Зависимость спектральной чувствительности ФПУ с биполярнымтранзистором от тока эмиттера при различных ёмкостях фотодиодаВ расчётах, проведенных на основе полученных в диссертациивыраженийПриложения 3, использован параметр качества биполярного транзистора А = re·fT, впервыепредложенный в [70,71]. Измеренное значение оптимального тока эмиттера совпадает срасчетным значением Ie opt, использующим А-параметр.На рис. 2-16 представлены зависимости интегральной пороговой чувствительности ФПУ80с полевым транзистором от максимальной частоты следования импульсов. При расчетеграфика а) изменяется сопротивление обратной связи Rf от 1 кОм до 1 ГОм, ёмкость обратнойсвязи Cf принимает фиксированные значения 0,1; 0,5; 1; 2; 5; 10 пФ.

Изменение Rf приводит кизменению полосы пропускания ФПУ, а значит, и к изменению максимальной частотыследования импульсов. Изменение полосы частот ФПУ приводит к изменению пороговойчувствительности, что и отражено в приведенных зависимостях. При расчете графикаб) изменяется ёмкость обратной связи Cf, что также приводит к изменению полосыпропускания ФПУ и, следовательно, пороговой чувствительности, приводимой на графике.Прерывистость линий на графике определяется тем, что изменение Cf в пределах от 0,1 до1 пФ при фиксированном Rf, определяет максимальную скорость в ограниченном диапазоне,соответствующем линии на графике.

Пороговая чувствительность приведена в единицах дБм,определяемых выражениемP0  дБм  10  logP0  мВт 30  10  log P0  Вт  30  10  log P0  мкВт1 мВт(2.54)Измеренные значения пороговой чувствительности ФПУ на основе ОУ ADA 4817, длякоторого проводились расчеты, отмечены на графике знаком «×», отличаются от расчетныхзначений на величину, не превышающую 1,5 – 2 дБ.а)б)Рис. 2-16. Зависимости интегральной пороговой чувствительности ФПУ [дБм] отмаксимальной частоты следования импульсов при изменении а) сопротивления обратнойсвязи Rf, б) емкости обратной связи Cf.81Рис. 2-17.

Характеристики

Список файлов диссертации