Изъюрова Г.И. Расчёт электронных схем. Примеры и задачи (1987) (1142057), страница 28
Текст из файла (страница 28)
~/1+л Если при сравнении сопротивлений К и К, моста соответственно с сопротивлениями К, и К„схемы усилителя оказывается, что они различаются менее чем на два порядка, необходимо создать дополнительные условия, обеспечивающие симметричность характеристик моста. В частности, дпя схемы на рис. 7.12 условия симметрии будут иметь вид Кгйг (1 + и) КК КгСг = КгСг. Если схема моста симметрична (К, = К„С, = Сг), то г,-ф о+а)В Ж. )120) На практике точно выполнить условия нулевого баланса затруднительно из-за разброса реальных значений сопротивлений и емкостей.
Это приводит к необходимости оценить отклонения реальной частоты настройки. Пусть До — номинальная (расчетная) частота настройки моста; Уо =. Уо + дуо— фактическая частота настройки моста с учетом разброса номиналов элементов моста Тогда У 1 г оКг ггКг бКз — = 1 — — 124 — '+ 24 — г+ 1б — + 24 — '+ Хо 32 Кг Кг Кз С, бС ЛС ~ + 24 + 16 — ~~= С, С При а = 1 получаем условие нулевого баланса Сз = 2С, Кз = КД, частоту настройки (о = Ц(2яКС~ н максимальную для симметричных мостов добротность Я = 0,25. Существенное влияние на работу двойного Т-образного моста оказывают сопротивления нагрузки и генератора сигнала.
Идеальные условия создаются при К, = 0 и К„= оэ; при этом мост имеет симметричные характеристики относительно частоты наст ройки. Заметим, что возможная несимметрич характеристик моста, как правило, приводит к самовозбужденню избирательного усилителя.
Практически условия работы моста можно очи~ать идеальными, если (7Л1) где йо Кз, Кз, С,, Сг. Сз — номинальные (расчетные) значения резне.горов и конленсаторов; Айо Лйм АК„ЬСо ЬСц ЬС вЂ” разбросы номинальньж значений. Соответственно коэффициент передачи моста на частоте настройки / АС1 ~Ж АС2 ~~2 ААЗ АСЗ Уо '+ ' '+г ' -г — '~.
1б '1, С, й, С, Я, Лз С, ~' (7Л2) Видно, что нз-за разброса параметров коэффициент передачи моста уе не равен нулю. Следовательно, значение Д будет либо меньше, либо больше расчетного. В последнем случае возможно самовозбуждение усилителя Все это, как правило, приводит к необходимости иметь подстроечный элемент в схеме избирательного усилителя на основе двойного Т-образного моста. ПРИМЕРЫ И ЗАДАЧИ 7.5.
Рассчитать избирательный КС-усилитель на основе двойного Т-образного моста в цепи обратной связи по следующим данным: У'„=1 кГп, Ц =15, й,=1 кОм, Н,=1 кОм. Схема усилителя приведена на рис. 7.13. Рис 7.13 Решение 1. Выбираем из справочника тип транзисторов по верхней граничной частоте 7", » 1" . Так как Хэ = 1 кГп„можно испольювать низкочастотные транзисторы МП41А с 7",= 1 МГп. Г!редварительно предположим, что все три транзистора работают с одинаковым режимным током 1, = 1 мА.
2. Используем симметричный мост, у которого собственная добротность «2кс = 0,25; для получения величины Д = 15 тре- 0 суется коэффициент усиления Кв > — = 60. 'мкс 3. На частоте настройки мост не пропускает снтнал, и по«тому цепь обратной связи разомкнута. При этом схема усилигеля по переменному току принимает внд, показанный на рнс. 7.14, тде К,„=Км((К„Ке=йет 11(Кен К,=Кто К„=Км. Коэффициент усиления такой схемы рассчитаем следуюшим образом. Транзисторы Т, и Т, включены по схеме ОК, и по«тому Кш =К,д 1. Коэффициент усиления каскада на тран«исторе Т«можно оценить по формуле счКв2 пт Кэ«в Квых.эт! ты +Ка1К где К,в тн+ — выходное сопротивление со 1+ Д« :тороны эмиттера каскада на транзисторе Т,. Учитывая, что резистор Кэ достаточно высокоомный, и принимая р« = 60, оценим значение К и 100 Ом.
Все незбходимое усиление в схеме должен обеспечивать каскад на транзисторе Тж поэтому Кпэ > Ко = 60. Выбираем К„= Кы = =1О кОм, что с большим запасом обеспечивает требуемое усиление. 4. Оценим значение сопротивлений генератора и нагрузки для двойного Т-образного моста: Ктм =Кэн~~ Квых ы« = Кнм Квхык маз УтКэ«1 Квых.эт«х«. Рис. 7.14 Поскольку резисторы К„и Кн достаточно высокоомные, получим К =200 Ом, К,=б кОм. 5. Для получения симметричных характеристик двойного Т-образного моста необходимо выполнение двух условий: 1 'у'1 -Ь л 1 К,, ь'1+ л Принимая во внимание реальные величины К„„н К „, ви- дим, что одновременное выполнение обоих неравенств невоз- можно.
Поэтому выбираем резистор К, в соответствии с фор- мулой (7.10): Кз = Кз =~/2К,З~, =~/2 0,2 6 1,5 кОм, 6. Проведем окончательный расчет схемы по постоянному току. Выбираем напряжение Е,= — 15 В и режимные токи транзисторов Т, и Т, ун = 1„= 0,5 мА. Тогда напряжение на коллекторе второго транзистора С„з= — 10 В. Учитывая, что ням - 17е„ж 1!~, 0,3 В, найдем напряжение на эмиттере третьего транзистора: С„=- — 9,7 В. Так как ток базы транзистора Т, протекает по резисторам К, и Кз, можно оценить напряжение на базе транзистора Тз: 1!ы= — 9,6 В. Напряжение на эмиттере транзистора Т, !7„= — 9,3 В, напряжение !7, = 0,7 В.
Таким образом, транзистор Т, работает в нормальном активном режиме. Зная значение потенциала эмиттеров транзисторов Т, и Т„находим сопротивление резистора К„ по следующей формуле: Гд 9,3 К„= = ' ж10 кОм. йл + 1м 0,5+ 0,5 Напряжение на базе транзистора Т, 17ы — — — 9,6 В. Выбрав ток делителя Кяо Кяз значительно большим тока базы транзистора Т„например равным 1 мА, найдем номиналы резисторов Кы= 10 кОм и Ке, = 5 кОм. Напряжение на эмиттере транзистора Т, 1!,з — — — 9,7 В, поэтому можно выбрать режимный ток транзистора Т, 1„=! мА и соответственно номинал резистора К,э=10 кОм.
7. Выбираем остальные элементы двойного Т-образного моста: 1 1 С, з 2ЯКь!'о 2 3,14 15 10з 1 10з Сз = С„Сз =2С, =0,2 мкФ, Кз = К /2 = 750 Ом. 8. Находим номиналы разлелительных конденсаторов, исходя из условий т„= Срг Фр+ Квп) )) 1/Ря/р) трг = Срг 1Кн + Крык.этэ) >> 1/12ЯХр) в 7.3.
ИЗБИРАТЕЛЬНЫК КС-УСИЛИТЕЛИ С ЦЕПЙМИ МАКСИМАЛЬНОГО ТИПА КС-цепи максимального типа имеют частотные характеристики, показанные на рнс. 7.15. Очевидно, что для получения резонансных характеристик обычного вида цепь максимального типа должна быть включена в цепь положительной обратной связи усилителя. При этом коэффициент петлевого усиления ~ Ку( должен быть меньше единицы, что необходимо для предотвращения автоколебаний.
На частоте настройки глубина положительной обратной связи наибольшая и, следовательно, усиление резонансного усилителя максимально. На частотах, далеких от /р, глубина положительной обратной связи будет невелика и усиление резонансного усилителя уменьшается. Эквивалентную добротность такого избирательного усилителя можно оценить по формуле Ккр 0экв =Юнс АК р где К„= 1/ур — критический коэффициент усиления, при котором усилитель возбуждается; АКч, =К„р — К вЂ” разница между 17.13) где К г Квг1Квг11РгК . г) К г г = . КонденсатоРы К,г с номиналом Сгг= С„,=10 мкФ удовлетворяют указанным условиям.
7.6. Определить полосу пропускания избирательного КС- усилителя на основе симметричного двойного Т-образного моста, включенного между выходом и инвертирующим входом операционного усилителя типа 140УД6, если частота настройки моста /р = 10 кГц. Ответ: 400 Гц. 7.7. Для избирательного КС-усилителя на основе симметричного двойного Т-образного моста с номинальным значением эквивалентной добротности )2 = 10 найти реальное значение добротности, если номиналы элементов моста имеют гледугощие разбросы: АКг/Кг = АКг/Кг = 0 05; АКг/Кэ = -0 05; АСг/Сг = АСг/Сг = 01' АСг/Сз = 015.
Ответ: 5,7. Рис 7.15 Рис 7.16 критическим и фактическим коэффициентами усиления; ур — коэффициент передачи цепи максимального типа на частоте настройки. Как вилно из последней формулы, величина Ц зависит от <5К . Под действием различных факторов величина К может изменяться. Если лля получения больших значений Я, она выбрана слишком близко х К„р, то вероятно самовозбуждение усилителя. Позтому, как правйло, значения Д ограничены величинами 5 — 10. Оценим точность, с которой слелует реализовать значение К дпя получения заданного значения точности величины Д .: =(1ксКч (оК )г.
Отсюда <5К <5Д, ЛК (7.15) (еэ<в Ккр Итак, точность поддержания значения К должна быть больше необходимой точности Д, примерно во столько раз, во сколько добротность Д больше добротности Дкс. Чаще всего в качестве цепей максимального типа используются последовательно-параллельные КС-пепи (рис. 7.16). Зги цепи имеют частотные характеристика, показанные на рис. 7.15. Если ввести обозначения й, = а<Из = К, С, = лСх = С, то имеем следующее выражение для частоты баланса, прн которой <р = 0: Хо = 1 (7.16) 2яКС)/а<н Коэффициент передачи цели обратной связи на этой частоте уе = 11(1 + и< + л). (7.17) Рос.
7.17 Добротность последовательно-параллельной цепи Дкс ж =ус)/ Как правило, использую схемы,в которых К, = Кз — — К и С, = С, = С, т, е. гп = п = 1; тогда Хо ~/( кКС) (7 18) уо = 1/3, 0кс = 1/3. 3 Если выбирать и > 1 и и > 1, то добротность КС-цепи возрастет, но зато увеличится вносимое ею затухание (т. е. уменьшится уо). При и! < 1 и п < 1, наоборот, затухание уменьшается, но уменьшается добротность. Поэтому условие ~п = и = 1 является оптимальным.
Можно использовать также параллельно-последовательные цепи (рис. 7.17), для которых и'+" (1 Уо)з - г /о г уо ; Дкс — — у !пп. г КСУ 1+и+в' (7.19) При ю=п=! получаем эо=1/(2яКС); 7 =2/3; 17 =1/б, ПРИМВРЫ И ЗАДАЧИ 7.8. Рассчитать избирательный усилитель с цепью максимального типа на основе операционного усилителя по следующим данным: (2=10' ЬДЯ=0.1'* /о=10 кГц' (/ о=8 В. Решение !. Выбираем тип ОУ. Для предотвращения самовозбужления резонансного усилителя необходимо обеспечить высокую стабильность коэффшшента усиления, что может быть достигнуто использованием глубокой отрицательной обратной связи в ОУ.
Поэтому лучше использовать ОУ с внутренней частотной коррекцией. Кроме того, необходимо, чтобы частота единичного усиления /; была значительно больше /о, а выходное напряжение — по возможности высоким. Подходящим оказывается ОУ типа 140УДб с /;=1 МГп„(1, =11 В и внутренней частотной коррекцией. 2. Составим схему избирательного усилителя. На рис. 7.18 показана схема инвертнрующего усилителя на основе ОУ. Для получения избирательной характеристики между выходом ОУ и его инвертирующим входом вюпочена последовательно-параллельная КС-цепь.
![](https://s.studizba.com/z.php?f=/templates/si/i/noavatar.png&w=100&h=100&t=1"){kind=avatar}
