Петров Б.Е. Радиопередающие устройства на полупроводниковых приборах (1989) (1095875), страница 7
Текст из файла (страница 7)
Частотные свойства биполярных транзисторов оценивают граничными частотами, из которых будем использовать следующие: $» — частота, на которой модуль коэффициента усиления тока в динамическом режиме ф! уменьшается в г'2 раз по сравнению со статическим коэффициентом р«(транзистор включен по схеме ОЭ); /,— предельная частота работы транзистора, на которой (р( = 1; /« — частота, на которой модуль коэффициента передачи тока в динамическом режиме ~а~ уменьшается в р'2 раз по сравнению со статическим коэффициентом а«(транзистор включен по схеме ОБ). Связь параметров биполярного транзистора. В приложении 3 приведены соотношения, связывающие отдельные параметры бипо.
лярного транзистора: $1.9. Особенности работы биполярных транзисторов На относительно низких частотах (1 < 0,5 $) транзистор можно считать безынерционным АЭ, реакция его на входные воздействия практически мгновенная и для расчета режимов достаточно воспользоваться статическими ВАХ. На повышенных частотах () > 0,5 1в) проявляется инерционность транзистора, связанная с конечным временем пролета носителей заряда через базу. Кроме того, становятся значительными токи смещения, протекающие через барьерные емкости эмиттерного и коллекторного переходов, а также возрастают напряжения на индуктивностях выводов. Методики расчета режима работы биполярного транзистора различны на разных частотах.
Помимо рабочей частоты на методику расчета влияет мощность транзистора. Если в маломощных транзисторах (Р„,„единицы или десятки милливатт), представляющих параллельное соединение небольшого числа ячеек, действительная часть входного сопротивления )4„достаточно велика (десятки и сотни ом), то в мощных многоэмиттерных структурах )т,„оказывается существенно меньше (единицы и даже доли ом). Действительная часть входного сопротивления в значительной мере определяет возможности создания гармонического напряжения или тока на управляющем электроде. В дальнейшем рассмотрим особенности работы и расчета режи мов работы маломощных транзисторов на низких частотах = 0,бааз) и на повышенных 0') 0,5 $в), а также мощных транзисторов на повышенных частотах.
Маломощные транзисторы на низких частотах. Можно считать, что на частотах ) ~ 0,5 )в токи„протекающие через выводы транзистора, изменяются мгновенно при изменении напряжений на его электродах. Как было отмечено, маломощные транзисторы имеют достаточно высокую действительную часть входного сопротивления, поэтому считаем, что маломощный транзистор возбуждается гармоническим напряжением. Расчет режима можно проводить по статическим ВАХ, используя методику, изложенную в $ 1.?. Рассчитаем входное сопротивление маломощного транзистора на низких частотах. На рис. 1.16 изображены аппроксимированные входная и переходная характеристики биполярного транзистора. Зная форму напряжения на базе иа (1) (которую считаем гармонической), можем построить зависимость (а (1).
Легко заметить, что (а (в1) имеет вид косинусоидальных импульсов с тем же углом отсечки, что и 1„, поэтому 14, = 5,„Уад~ (9). Входное сопротивление иш йм 5„,7, (з) 34 Учитывая (1.39), а также соотношение о„= 1/го (см. приложение 3), запишем Л,„==- В1(5Т, (Е)) =.,17, (Е). (1.43) Эквивалентная схема биполярного транзистора на низких частотах показана на рис. 1.17.
Связь между параметрами схемы со статическими ВАХ дана в приложении 3. Маломощные транзисторы на повышенных частотах. На частотах 1' =" 0,516 начинает проявляться инерционность транзистора, обусловленная конечным временем пролета т, носителей заряда через базу. Рассмотрим работу транзистора при открытом эмиттерном р-и- 1,л д,Л % га р,г йу йо йг „9,в Рис, 1.16, Аппрокснмнроваиные входная и переходная характеристики биполярного транзистора КТ608 Рис. 1.! 7. Эквивалентная схема биполярного транзистора иа низких часто- тах переходе в случае гармонических токов. Пусть ток эмиттера1, = = 1„соз со1.
Тогда ток коллектора 1„=1ы созга(1 — тг) =1гл соз(сог — ф„), где ф„= сот,. Как видим, фазовый сдвиг зРн между тоКами 1, и 1„ зависит от частоты. ТаК КаК 1', = 1н + гб (СМ. РИС. 1.15), тО, КаК СЛЕдуЕт ИЗ ВЕКтОрной диаграммы рис. 1.18, появление фазового сдвига между 1, (г) и 1„(1) вызывает увеличение тока базы. Наряду с низкочастотной составляющей базового тока 1р„синфазной с (1з „появляется квадратурная составляющая 1с, емкостного характера. Таким образом, задержка тока 1„, относительно 1ио связанная с конечным временем пролета носителей заряда через базу т„эквивалентна действию некоторой емкости, включенной параллельно сопротивлению рекомбинации )ср.
На эквивалентной схеме транзистора (см. рис. 1.15, б) это диффузионная емкость эмиттерного перехода С В закрытом состоянии эмиттерногп перехода сопротивление )ср стремится к бесконечности, емкость Сд в исчезает и главную роль играет барьерная емкость С,. Эквивалентные схемы биполярного транзистора на повышенных частотах изображены на рис. 1.19.
Для упрощения анализа емкостями С„„С„в первом приближении пренебрегаем. В дальнейшем они будут учтены. Из схем' исключены также сопротивления потерь г, и г„. Анализ показывает, что учет сопротивления г, не изменяет качественной картины физических процессов в транзисторе, уточняя лишь численные значения параметров режима; сопротивление г„существенно лишь в перенапряженном режиме, где оно учитывается введением крутизны ~гр 1/гм.
Посмотрим, к чему приведет учет инерционности транзистора. Как видно из рис. 1.17, ие = и, + гаге. Йа рис. 1.18, и пояснены фазовые соотношения. Из рисунка следует, что при открытом эми- 1а! 1а! 1л цлг! и) 1и 1с! 1ю цгя ! ! и в! б л! яя! Ф 1ю Цая! Рис. 1.18. Векторные диаграммы, поясияю!пие процессы в биполяриом траиаисторе иа ииаких (а) и повышсииых (б, в) ча- стотах терном переходе совместное влияние гп и Си„й вызывает появление фазового сдвига !рв между ие (1) н и„ (г), а следовательно, отставание тока 1„(1) от напряжения на базе иа (1)е. Важно отметить, что !рв зависит от частоты усиливаемых колебаний.
Таким образом, зависимость („и ип уже не определяется статической переходной ВАХ транзистора. Она становится неоднозначной, зависимой от частоты. В результате на повышенных частотах переходная статическая ВАХ для расчета режима работы транзистора неприменима. Сравнение рис. 1.17 и 1.19 показывает, что если на низких частотах коэффициент передачи напряжения от входа транзистора к эмиттерному переходу Кц = У„,гУвг от частоты ) не зависит, то на повышенных частотах (где Кц становится комплексной величиной) модуль Кц падает с ростом 7.
В соответствии с (1.37) коллекторный ток — функция напряжения на эмиттерном переходе. Прн постоянной амплитуде Ув, (или мощности Р„) инерционность транзистора приводит к уменьшению амплитуды У„м а следовательно, и амплитуды коллекторного тока /„,. Так как величина I„, опреде- е Этот вывод, получеииый для гармонических токов и иапряжеиий иа траизисторе, справедлив и в случае вегармоиических токов и иапряжеиий для первых гармоник. ляет выходную мощность транзистора Р„электродный КПД Чх и коэффициент усиления мощности Кр, то оказывается, что основные энергетические параметры УМ зависят от частоты: с увеличением ) онн уменьшаются.
Важно отметить, что длительности переходных процессов при открывании и закрывании эмиттерного перехода различны. В результате при работе транзистора с отсечкой коллекторного тока форма импульса 1„(шГ) искажается (становится отличной от косинусоидальной). Кроме того, как было отмечено выше, ток 1'„отстает от напряжения ип. 1 Ф Рис, 1,19. Упрощенные зквивалентиые схемы биполирного транзистора на повышенных частотах при открытом (а) и закрытом (б) змиттериом переходе Таким образом, приведенная в $ ).7 методика расчета режима работы безынерционного АЭ неприменима к расчету режима биполярного транзистора на повышенных частотах.
В следующем параграфе будет показано, что эту методику можно использовать и для биполярного транзистора на повышенных частотах, если применить цепи коррекции. $1.10. Коррекция частотных характеристик маломощного транзистора Одна из тенденций современной техники радиопередающих устройств на полупроводниковых приборах — разработка УМ, по возможности широкополосных и стабильных, т. е.
с характеристиками, слабо зависящими от изменения параметров транзисторов. Для ослабления зависимости от частоты и увеличения стабильности основных энергетических параметров УМ применяют различного рода корректирующие цепи. Цель коррекции — устранить зависящий от частоты фазовый сдвиг между ив (1) и ив (г), обусловленный влиянием элементов га, йв, С„э при открытом эмитгерном переходе и гп, С, — при закрытом. Простейшая корректирующая цепочка представляет собой параллельно соединенные сопротивление и емкость, включенные последовательно в базовую или эмиттерную цепь транзистора. Идею при- 37 менения такой цепочки поясняет рис.
1.20. Легко показать, что коэффициент передачи напряжения в схеме рис. 1.20, а Ксг = (), „„: :(/,х не зависит от частоты, если выполняется условие /схС = /сеСк. В этом случае Ксг = )се/(Я, + )се), токи 1, и г„проте. кающие в сопротивлениях, синфазны и их амплитуды равны. То же можно сказать и о токах емкостей. Базовая коррекция. Подключим корректирующую цепочку к базе транзистора (рис.
1.21). Чтобы осуществить базовую коррекцию при открытом эмиттерном переходе, нужно выполнить следую- и„ //Ьыт 1г 1т 1сг 1сг ф Рис. 1.20. Схема и векториаи диаграмма, поисииюпсие действие корректируницей цепочки щие условия: 1) обеспечить равенство постоянных времени корректирующей цепочки и цепочки )срСпие . .)снорСнор = /свСине, 2) устранить влияние сопротивления го. Для простоты сначала предположим, что транзистор работает на малом сигнале. Тогда целесообразно определить /са и Си е как дифференциальные величины: 1са = бион/йа, Сдиэ — — бдкие/бион. Воспользовавшись аналитической записью ВАХ сопротивления рекомбинации (1.35) и вольт-кулонной характеристики диффузионной емкости (1.34), найдем постоянную времени ЙаСдне — — та, где та —, среднее время жизни неосновных носителей заряда в базе.
![](https://s.studizba.com/z.php?f=/templates/si/i/noavatar.png&w=100&h=100&t=1"){kind=avatar}
