Белов Л.А., Благовещенский М.В., Богачев В.М. и др. Радиопередающие устройства. Под ред. М.В.Благовещенского, Г.М.Уткина (1982) (1095868), страница 56
Текст из файла (страница 56)
!6.8). Характерные точки границы области нетрудно найти из (16,25). Наименьшее (й,) и наибольшее (11в) значения й являются корнями уравнения уц, (/г) = 1, т. е. йвО,м — 5й + + Оаев — — О, откуда /сг т.— -(5 + У5е — 46ьм О,в,)/26„„. (!6.26) Значение й = й„ при котором у„ минимально, находим из условия (у„ьы = о: (! 6.27) С ростом частоты колебаний потери в транзисторе увеличиваются, растут проводимости 6„, и О„„а крутизна 5 падает. При этом граница у,о поднимается вверх, а значения й, и яв сближаются. Предельная частота генерации щ, соответствует случаю, когда область колебаний стя. 1 гивается в точку: у„= 1, /гт = /се = = 5/26„ы.
Это происходит при вы у (к) полнении равенства 1 1 1 1 5 (отг) = 46ем (гог)Оаев (щг) ° 2 «т йт йггт (!6.28) Обычно частота щг близка к предельной частоте от,р и несколько превышает ее. утггт Рис. 16 8 Область существования колебаний в автогенераторе н точке оптимвльиого режима 242 При выполнении условия полного фазирования три = — срз урав- нения (16.23) упрощаются: Ут5й=О„+йвбтг, (! 6.24) О =  — /се Вгм Не теряя общности рассуждений, отнесем собственные потери колеба- тельной системы к транзистору и положим 6„= 6.„, + О„, Оп = О„,, считая проводимость нагрузки Ои включенной между точками коллектор — эмииттер. Рассмотрим сначала автогенератор в режиме, когда вся мощность, вырабатываемая транзистором, поглощается в его входной цепи, по- тери в колебательной системе отсутствуют, а внешняя нагрузка О„= О.
Для такого режима найдем зависимость у, = у„от модуля коэффи- циента обратной связи /с: уи = (О ев + /г'О„Д/5/с. (16. 25) На границе области существования колебаний мощность в нагрузке Ра равна нулю и отлична от нуля в точках, расположенных внутри области. Можно показать, что Рн максимальна в геометрическом центре области (рис. 16,8). Режим автогенератора при выбранных значениях (с„„и у„„, будет оптимизирован по критерию максимума мощности в нагрузке.
Проводимость нагрузки в оптимальном режиме О„„, найдем из (16.24): Он оот = 71опт Вйопт Оазт йопт Оап 71опт 5 /4О ы Оаш~ (16 29) а максимальную мощность оценим о помощью формулы Рв мако 9~6Вч (1 агент) Он овт (16.30) Прежде чем переходнть к расчету колебательной ввстемы, необходимо убеднться, что в оптнмальной точке режим транзистора яе выходят эа гранншз, ус. тановленные предельно допустимыми эяачеянямн мощности рассеянна, коллекторного тона н обратного напряжения база — эмнттер.
Если хотя бы одна нэ этнх предельно допустимых параметров оказался превзойденным, следует, не меняя тт о т, несколько снизить рабочае значение Фр по сравнению с йонг Мощ. ность в нагрузке будет меньше расчетной Рэ„„с, н оптимальный режим реалнзовать нельзя. Перейдем к расчету мнимых составляющих матричных элементов колебательной системы В„„В„ю В „по найденным значениям унш„ й„, (или йр) и известным Оам и фз. Йз выражения для й = тазг"з'„ и условия полного фазирования ф„= — фз при О,т = 0 получаем уравнение й„, соз фз — )й,„, з(п фз = )В„/ (О„+ )В„), откуда ОгАпт СОЗ фэ + Впйопт 51П фэ = О, — Омй ып фз + В„й, соз фз = Вмн Из этой системы находим (16.31) В„= — О„У 1д р, В„= — й„,О„) з(п р . Определяем В„из второго уравнения системы (16.24): (16.32) Матричные элементы внешней колебательной системы В„„В„ю В„, равны (см. 3 9.2) Вшг = Вгт — Вэы, Во~э = Вгз — Вахт, Возя = Вяя — Вахе.(16.33) Простейшая цепь, реализующая этн матричные элементы, — П-образная схема замещеняя пассивного четырехполюсннка, т.
е. трехточка с реактнвнымн проводимостями , Впь= Вам+ Впы Ват Вны+ Вв~з Впз Впы' (16.34) В такой схеме добротность ее колебательной системы обычно получается низкой, а стабильность частоты плохой. Для улучшения этих параметров используют схемы с фазнрующнм элементом (см. 5 9.В). Прн этом мнимые составляющнеыатрнчных элементов колебательной системы должны совпадать с найденными значеннямн В„ы, В ы, В „, чтобы сохранять оптнмзльный режим автогенератора по крнтерйююы максймальной мощности в нагрузке н существенно улучшить стабнльность частоты. ГЛА В А 17. СВЧ ВАРАКТОРНЫЕ УМНОЖИТЕЛИ ЧАСТОТЫ 17л. стРуктуРнАя схемА ВАРАктОРнОГО умнОжителя чАстОты В диапазоне СВЧ на частотах выше 1 ГГц свойства транзисторных усилителей заметно ухудшаются, падает выходная мощность, КПД и коэффициент усиления по мо[цности.
Поэтому оказывается выгодным осуществлять усиление мощности на более низких частотах в УМ на транзисторах, а в выходных каскадах применять варакторные умножители частоты (ВУЧ). Варактор — это полупроводниковый диод, который используется как нелинейная емкость с малыми потерями. Структурные схемы ВУЧ (рис. 17,1) содержат источник входного сигнала, варактор, нагрузку и фильтры Ф, и Ф,. Под действием гармонического напряжения на входе через варактор протекает ток, в котором появляются высшие гармоники из-за того, что ем7[[ кость зависит от напряжения. Гармониканужного номера й) с ча[ стотой [и, „„= й)о[„через фильтр Ф, направляется в нагрузку потребляющую выходную мощность ВУЧ.
Мощность, подведенная к умно- жителю, частично теряется в ва- и„ В ракторе и фильтрах. Некоторая дорис. 171 п~лелопатель[[ая (а) и ли ПРеобРазованной мощ ости Распараллсльиая (о) структуриые схемы сеивается в элементах схемы. Поиаракториых умножителей частоты этому коэффициент передачи по мощности ВУЧ меньше единицы. Работу ВУЧ характеризует группа параметров: коэффициент умножения Л[, входная Р„, и выходная Р ыхл мощности, КПД т) = = Раыхл[IРах[ (его называют иногда эффективностью умножителя или коэффициентом передачи по мощности), полоса рабочих частот и т.
д. Обычно в ВУЧ стремятся получить максимальные выходную мощность и КПД, т. е. добиться режима, оптимального по энергетическим показателям. 17.2. БАЛАНС МОЩНОСТЕЙ В УМНОЖИТЕЛЕ Рассмотрим установившийся режим ВУЧ на примере параллельной схемы (рис. 17.1, б). Составим эквивалентную схему (рнс. 17.2), где варактор заменен нелинейной емкостью С (и) и линейным сопро- 244 Конструктивное выполнение транзисторных автогенераторов СВЧ не отличается от усилителей мощности. На частотах примерно до 1 ГГц обычно используют сосредоточенные емкости и индуктивности, на более высоких частотах колебательная система реализуется на полосковых линиях.
г, тивлением г, учитывающим потери в р-п-переходе, сопротивление правой ветви Уы = ги +)Хм — х„й Т~ !а !„,Т„ это входное сопротивление фильтр а „, г(а) Ф„нагруженного на Й,. Левая г ветвь содержит генератор напря- и„(1) = и„„соз в„( внутренним сопротивлением л! = Рас. 17.2, Эхаааааеит!!аа схема ВУЧ = г, + )Х,.
Ее параметры найдены по теореме об эквивалентном генераторе, примененной к части схемы яа рис. 17.1, б слева от варактора. Тони в ветвях 1„1а, ! = 1, +!ао напряжение и и заряд д меняются с периодом Т„= 2пlв„. Поскольку варактор являетвя нелинейной емкостью, то перечисленные величины несинусоидальны и их можно представить суммой гармоник частоты в, . Составим уравнение баланса мощностей.
Фильтр Ф, выбирают так, чтобы в нагрузке протекал близкий к синусоидальному ток и выделял в ней мощность Р ы,ы. От источника возбуждения отбирается мощность Р„„превышающая Р,ы,и на Р,: (17.1) где Р, — мощность потерь в филырах (РР!, Рах) и в диоде (Рр„): а Ра! + Раа + Ррае (!7.2) Мощность Р, равна сумме мощностей Р,а, рассеиваемых гармониками тока в фильтрах и в сопротивлении диода г, т. е. Р = ~ Р, м а 1 Используя это соотношение, представим КГЩ умножителя в виде Ч=1 1+ У '"" ~. (17.3) — аых' / Очевидно, уменьшение потерь на любой из гармоник, не вызывающее увеличения потерь на остальных гармониках и падения выходной мощности, повышает эффективность ВУЧ.
ат,з. тРББОВАнмя и вильтРАм ВАРАктОРЛОГО уаанОжнтеля члстОты Четырехполюсники Ф,, в умножителе на рив. 17.1 елужат для фильтрации гармоник в нагрузке и источнике входного сигнала, а также для согласования нагрузки и источника с ВУЧ. Рассмотрим, как осуществляется фильтрация на примере параллельной схемы (рис. 17.1, б).
Нужно стремиться к тому, чтобы в спектре тока, протекающего через нагрузку, преобладала составляющая с частотой !т'в„, а в токе, проходящем через источник и„, (Т) = = (7„! соз в„г, состаляюшая с частотой в„. При идеальной фильтрации 1, = 7! соз (в„( + а!), (ы = )и соз (1т'в„Т+ аы). таз Для этого зависимости от частоты сопротивлений Х„Хл фильт. ров Ф„Ф, со стороны диода (рис. 17.2) и их проводимостей У„ Уы должны подчиняться условиям У, (пю „) = 1/Х, = О при пчь1, (17.4) юв„ люв„ Рис. !7.3. Частотные характеристики идеальных ( — ) и реальных ( — — — ) фильтров Увч (пю„) = 1/Х« = О при и -ь 1)/, Этим требованиям удовлетворяют, например, фильтр нижних частот (ФНЧ) для Ф, и полосовой фильтр (ПФ) для Ф, с частотными характеристиками прямоугольной формы (рис.
17.3). При таких характеристиках через варактор протекают лишь две гармоники тока: 1-я и Лв-я. Фильтры, полностью подавляющие все гармоники тока, кроме 1-й и вЧ-й, назовем идеальными. В умножителях с реальными фильтрами мощность в нагрузке практически такая же, как при идеальных фильтрах, а КПД меньше в соответствии с (17.3). Требования к полосе пропускания фильтров вблизи рабочих частот ю„и /)вю„определяются спектром умножаемого сигнала. Фильтр Ф, является цепью согласования, которая в заданной полосе в окрестности, частоты в)/ю„ преобразует сопровивление нагрузки /7, в сопротивление Хы, необходимое для получения наибольшего КПД т) или мощности в нагрузке.
Конкретное значение Хы определяется из количественного анализа ВУЧ. Фильтр Ф, должен трансформировать полное сопротивление диода Хдв на частоте ю „ в сопротивление г,„. 47А. кОличестВенный АнАлиз ВАЕАктОрнОГО уаанОжителя Рассмотрим устаноанашнйсн режим ЛУЧ при идеальных фильтрах 1(ля схем на рис. 17.1, б и 17.2 можно принять — ()в соз т, цм в вы соа тав где 'в = махВ + врв тлв = вумах + Чвл дв т + ф, ф = врвт — двврв. Предположим, что на варактор подается напряжение смешения Ее через цепь (на рис.
![](https://s.studizba.com/z.php?f=/templates/si/i/noavatar.png&w=100&h=100&t=1"){kind=avatar}
