Шахгильдян В.В. Радиопередающие устройства (3-е издание, 2003) (1095866), страница 99
Текст из файла (страница 99)
Такой разделительный фильтр обеспечивает взаимную развязку передатчиков сигналов звука и изображения порядка 35...40 дБ, и при этом потери мощности передатчика звуковых сигналов не превышают ! 0 'А, а передатчика сигналов изображения — 3...5 'l . На рис.
9.27 показан другой вариант построения РФ на базе шестиплечного кольцевого моста общей электрической длиной 2Хе В точках 2 н 5 также включены шлейф-резонаторы, которые представляют параллельное включение двух отрезков: один короткозамкнутый на конце длиной Х 14, а другой разомкнутый на конце длиной Х„!4.
Поэтому в точках подключения шлейф-резонаторов на частотах 1'„, создается большое сопротивление (близкое к холостому ходу), а на частотах 1;,— низкое (близкое к короткому замыканию). Сигналы с ПИ по двум путям 1 — 2 — 3 и 1 — 6 — 5 — 4 — 3 поступают в фазе через ФГ в антенну.В то же время они не поступают в Я и на выход ПЗ, так как в зги точки они приходят тоже по двум путям, ио в противофазе.
Поскольку на частотах 3'„в точках 2 и 5 шлейф-резонаторы создают короткое замыкание, 487 Ав Рис. 9.27. Разделительный фильтР на базе лмстиллечного кольцевого моста Рис. 9.2б. Разделительный фильтр на базе двойного квадратурного моста входное сопротивление линий 2 — 3 и 5 — 4 будет высоким и сигналы ПЗ поступают через линию 3 — 4 на ФГ и антенну. Нетрудно видеть, что схемы РФ на рис. 9.26 и 9.27 по частотным свойствам шлейф-резонаторов на частотах3' иУ' ср и по схемам прохождения сигналов от ПИ и от ПЗ в общую нагрузку являются дуальными.
Поэтому по КПД, развязке передатчиков и качественным показателям (нз-за широкого спектра частот ПИ шлейф-резонаторы обеспечивают короткое замыкание в схеме рис. 9.26 или холостой хода схеме рис. 9.27 только на3'„, и колебания на отличных ото„, частотах частично рассеиваются в Я~~) обе схемы примерно одинаковй Онн используются в основном на диапазонах 1Ч и Ч (470...790 МГц), где относительная полоса передатчика изображе)зия составлйет всего 1,4...0,82 %. В диапазонах 1 — П1(48,5...230 МГц), где относительная полоса увеличивается до 13,5...2,8 %, применяют другую, более широкополосную схему РФ.
Улучшить характеристики РФ можно заменой простейших шлейф- резонаторов на более сложные многозвенные (многоконтурные) фнльтрующие цепи. Однако их подключение в схемах рис. 9.26 н 9.27 технически сложно выполнимо. Поэтому используют другие схемы РФ (рис. 9.28), состоящие из двух квадратурных трехдецибельных мостов М, н Мз, соединенных между собой линиями 3 — 3 и 4 — 4 одинаковой длины, в каждой из которых включены одинаковые полосно-заграждающие фильтры (ПЗФ). К входам 1 подключаются ПИ и ПЗ, к входам 2 — балластные сопротивлении Я или ФГ и антенный фидер. В схеме на рис. 9.28,а граничные частоты полосы задерживания ПЗФ точно соответствуют спектру частот ПИ (от 7„',-1,25 до у„', +6,375 МГц).
Колебания ПИ поровну делятся мостом 2 и поступают в плечи 3 и 4 со сдвигом по фазе на 90'. Однако колебания, которые попадают в полосу заграждения ПЗФ, полностью отражаются и возвращаются с сохранением разности фаз 90о к плечам 3 и 4 моста М, суммируются в его плече рис. 9. 28. два варианта лоетроеннл разделительного фильтра на базе двух хвадратурных трехденибельных мостов 2 и через ФГ поступают в антенный фидер.
В то же время колебания нижней боковой полосы, спектр которых ниже3„', -1,25 МГц, свободно проходят через линии 3 — 3 и 4 — 4 от М к М„суммируются в плече 2 моста М, и поглощаются в его балластном сопротивлении )т . Колебания ПЗ, поступив в плечо 1 моста М„разветвляются в плечи 3 и 4 поровну со сдвигом по фазе на 90', по линиям 3 — 3 и 4 — 4 проходят на Мт, где с учетом фазового сдвига 90' суммируются в плече 2 и поступают через ФГ в антенный фидер.
Таким образом, РФ на рис. 9.28дт обеспечивает взаимную развязку ПИ и ПЗ (благодаря мостам М, и М ) на уровне 35...40 дБ (т. е. заведомо не хуже, чем в схемах на рис. 9 26 и 9 27), но при этом не вносит заметных потерь во всей рабочей полосе частот ПИ (от у„',-! „25 до 7'„, +6 375 МГц) и дополнительно формирует (корректирует) АЧХ ПИ, осуществляя фильтрацию (подавление) нерабочей части нижней боковой полосы частот.
Последнее качество особенно важно при модуляции и формировании АЧХ на малом уровне мощности, когда в каскадах ВЧ усиления из-за их неизбежной нелинейности и работы электронных приборов с отсечкой тока возникают комбинационные составляющие типа 23'„,— -3вап унап, т. е. происходит частичная регенерация нижней боковой полосы. В то же время уровень подавления нижней боковой полосы, начиная с /' -1,25 МГц, в том числе составляющих с (у,„-45)...
(у'„, -4 2) МГц, жестко нормирован (см. рис. 9.2). Достоинство схемы на рис. 9.28,а заключается в том, что колебания ПИ проходят в антенну только через один мост, а недостаток — в жестких требованиях к ПЗФ, так как неравномерность их АЧХ и ФЧХ и неидентичность характеристик ведут к дополнительной неравномерности АЧХ в рабочей полосе ПИ. Нарис. 9.28,6в линиях 3 — Зи 4 — 4включены подав ПЗФ. Первые из них (ПЗФ,) задерживают полосу частот, соответствующую левой части нижней боковой полосы ПИ, а вторые (ПЗФ ) — полосу частот, соот- ветствующую частотам ПЗ.
Принцип работы этой схемы аналогичен (в некоторой степени дуален) схеме, приведенной на рис. 9.28,а. Благодаря ПЗФ, и ПЗФ колебания левой части нижней боковой полосы ПИ (если они имеют место) поступают в ((е, а колебания ПЗ поступают в ФГ и далее в антенный фидер. Основной спектр частот (ото„, -1,25 до ('„, +6,375 МГц) ПИ, которые ПЗФ, и ПЗФ не задерживают, поступают через М, и М в ФГ и антенный фидер. Достоинством этой схемы являются менее жесткие требования к ПЗФ, (они используются только в случае необходимости в дополнительном ослаблении левой нижней боковой полосы ПИ). Часто эту задачу переносят на ФГ. В свою очередь, ПЗФ может быть предельно простым, так как полоса ПЗ составляет всего 0,25 МГц.
Недостаток этого варианта — колебания более мощного ПИ проходят через два моста (а не один, как на рис. 9.28,а), что ведет к большим потерям. Рассмотренные варианты построения РФ в целом удовлетворяют требованиям. Серьезной проблемой их практической эксплуатации является температурная стабилизация'параметров. 9.10. СОВМЕСТНОЕ УСИЛЕНИЕ СИГНАЛОВ ИЗОБРА- ЖЕНИЯ И ЗВУКОВОГО СОПРОВОЖДЕНИЯ Создание общего тракта усиления мощности сигналов изображения и звукового сопровождения позволяет существенно упростить структуру телевизионной РПС, повысить надежность, уменьшить массогабаритные показатели, облегчить решение задачи полной автоматизации аппаратуры.
Однако при этом возникает ряд трудностей: во-первых, появляются переходные помехи между каналами изображения и звука, что требует существенного повышения линейности общего тракта УМ радиостанции, а во-вторых, усиление в общем тракте УМ сигналов яркости, цветности и звука, имеющих разные частоты и различные виды модуляции, приводит к снижению энергетических показателей передатчика, что приводит к значительному недоиспользованию применяемых генераторных и усилительных приборов по мощности. Количественно это можно оценить на простом примере: если сигнал изображения с несущей частотой ('„, и сигнал звукового сопровождения с частотой 7;, = ('„, + 6,5 МГц усиливается в общем тракте, то при соотношении мощностей ЄЄ= 1!0,1 отношение амплитуд токов и напряжений составит (1 '0Г! = 1(0,316 (для простоты принято Р„, = 1), Эти сигналы будут образовывать биения, амплитуда которых изменяется в пределах от ! — 0,316 = 0,684 до 1 + 0,3!6 = 1,316.
Спектр и векторная диаграмма этих сигналов приведены на рис. 9.29,а и б. Поэтому тракт усиления должен быть рассчитан на пиковую мощность Р„„„= (1,3! 6)зР„, = (,73Р„„тогда как суммарная мощность сигналов изображения и звука составляет всего Р„, + Р„= (! + 0,1)Р„, = 1,! Р„г Увеличение Р„„„в 1,73 раза весьма невыгодно с энергетических позиций. 490 4УВ ге ф ивз бз! Рис. 9.
29. Спектры и векторные диаграммы при совместном усилении сигналов нзобразкения и звукового сопровождения. а, 6 — обычное решение; в. — использование квакразурной иоаулвнии а) 49! Учитывая накопившийся опыт по переводу существующих ТВ передатчиков на систему совместного усиления, для обеспечения высоких требований к линейности приходится снижать Рн, относительно пиковой, на которую проектируется УМК, более чем в 2...3 раза. В частности, зто объясняется тем, что при раздельном усилении сигналов изображения и звука нелинейность амплитудной характеристики (у' (У,„) в верхней части несущественно влияет на качественные показатели, так как 25 % ее верхнего участка отводится для передачи только синхроимпульсов.
При совместном усилении этих сигналов не, линейность АХ в верхней части вызывает в канале звука дополнительные помехи от синхроим пульсов кадровой и строчной разверток. Можно уменьшить амплитуду суммарных колебаний, применив так называемую квадратурную модуляцию [63]: при передаче черно-белого изображения в спектр усиливаемого сигнала добавляют (рис. 9.29,в) составляющую В' с частотой2г„ш7„, — 6,5 МГц, симметричной частоте звукового сопровождения уш = 7'„, + 6,5 МГц относительно частоты несущей изображенияУнк Из векторной диаграммы такого колебания (рис. 9.29,г) видно, что амплитуда результирующего колебания будет изменяться только на 18 %, что потребует увеличения пиковой мощности общего тракта до значения Р„ик = (1,18)' Р = 1,39 Р, т.
е. на 27% больше по сравнению с Рн, + Р„= 1,1Рн, при раздельном усилении. При передаче цветного изображенияв общем спектре присутствуют и сигналы цветовой информации. Условно их можно представить (рис. 9.30) спектральной компонентой С с частотой 7„, + 4,43 МГц. При переходе к квадратурной модуляции !63] в спектр усиливаемых сигналов кроме составляющей 2в" вводится аналогичный сигнал цветности С', симметричный сигналу С относительно несущей частоты изображения уиз с фазой -!80'. Подбирая уровни и фазы сигналов В' и С', можно добиться заметного снижения уровня побочных комбинационных составляющих либо при том же их уровне увеличить мощность полезных колебаний. Рис.
9.30. Спектр телевизионной РПС при совместном усилении сигналов изобрвмеиив и звука и дополнительной компенсации комбинационных составлввзцнгх Квадратурная модуляция имеет н недостатки: расширение необходимой полосы пропускання тракта УМ до 13...14 МГц н необходимость подавления мощности составляющих В' н С' на выходе РПС. Тракт общего усиления радиосигналов изображения н звукового сопровождения осуществляет усиление с 0,1...1,0 Вт, получаемых с выхода модулятора (прн модуляции на промежуточной частоте). Первые один нлн несколько каскадов, обеспечивающих на выходе мощносп до 10 Вт, а ряде случаев до 200 Вт, устанавливаются в возбудителе передатчика с 100 %-ным пассивным резервированием. Этн каскады выполняются на биполярных нлн МДП-транзисторах.
Каскады мощного усиления до 0,1...100 кВт выполняются на тетродах нлн клнстронах (см. $ 9.8). Требования, предъявляемые к усилителям мощности, здесь, как отмечалось ранее, гораздо более жесткие, чем в передатчиках нзображення. Онн близки к требованиям, предъявляемым к УМ однополосных колебаний 6 7.11). Помимо высокой линейности амплитудной характернстнкн (г „(ьу,х) паразнтная фазовая модуляция должна составлять менее 5о на всем интервале изменений входного сигнала (О...У „).е Чтобы обеспечить столь высокие требования, транзисторы н лампы даже прн максимальном уровне сигнала(У,„м хг',„) должны работать в заведомо недонапряженном режиме, т.
![](https://s.studizba.com/z.php?f=/templates/si/i/noavatar.png&w=100&h=100&t=1"){kind=avatar}
