Опадчий Ю.Ф., Глудкин О.П., Гуров А.И. Аналоговая и цифровая электроника (2000) (1095415), страница 88
Текст из файла (страница 88)
Чтобы ограничить увеличение напряжения на выключающемся транзисторе, дополнительную индуктивность Е„„обычно шунтнруют цепочкой из последовательно соединенных диода и резистора. При выключении транзистора протнвоЭДС Е„„открывает диод П)„„н энергия, накопленная в индуктивности, рассеивается в резисторе И„.. Сопротивление резистора Йа,„определяется компромнссоч между двумя условиями: увеличение К„,„приводит к увеличению напряжения па запирающемся транзисторе, т. е. увеличивает потери на выключение, а его уменьшение увеличивает длительность минимально необходимой паузы между двумя включениями транзистора.
По. следнее объясняется тем, что к моменту следующего включения ток !ь„„должен уменьшиться до нуля и диод П~~„закрыться. Если это условие не будет выполнено. то прн очередном включении ток коллектора силового транзистора будет замыкаться через диод И1„„, что приведет к появлению потерь на включение. Как вытекает из рассмотренного принципа работы, данная цепь не снижает потери на выключение транзисторного ключа. Добиться снятия этой составляющей динамических потерь можно, используя схему, показанную на рнс.
!2.!1,б. В этой схеме для снятия потерь на выключение Р,1,-нагрузка зашунтирована дополнительным конденсатором. Прннция работы этой схемы состоит в следующем. На интервале включенного состояния транзистора конденсатор Сл„„заряжается практически до напряжения питания. Поэтому в момент выключения транзистора, когда его ток коллектора становится меньше тока Е„, замыкающий диод УХ>, смещенный в обратном направлении напряженнем заряженного конденсатора Сх„, мгновенно открыться не может. Возникающая разность токов 1к„— 1ч замгякается через конденсатор Сх„, вызывая его перезаряд.
Таким образом, к запирающемуся транзистору прикладывается разность напряжений К,— ис„„. Если емкость конденсатора С, . достаточно велика, то за время, равное времени выключения транзистора, его коллекторное напряжение изменяется незначительно, что эквивалентно выключению транзистора прн напряжениях !ткэ, существенно меньших напряжения питания. Это позволяет снизить потери на выключение транзистора. Обычно, так как Сл . увеличивает потери во включающемся транзисторе, обе рассмотренные схемы используют совместно. Такое решение позволяет снизить динамические потери в транзисторном ключе практически до нуля, Принцип снижения потерь в переключаюшемся транзисторе наглядно можно пояснить с использованием выходных характеристик транзистора.
Для этого еще раз обратимся к рнс. 12.5. 454 Из полученных ранее выражений (12.16) н (12.19) следует, что мощность, рассеиваечая в транзисторе при переключении, пропорциональна площади, расположенной под траекторией первые. щения рабочей точки транзистора на его выходных характернстинах. Есл! изменение тока происходит при напряжении близком к нулю илн изменение напряжения происходит при токе близком к иулевочу, то рабочая точка транзистора перемещается практически по осям характерисзикн и площадь.
расположенная под траекторией ее движения. равна нулю. Поэтом) равна нулю н мощность, выделяющаяся в транзисторе. Цепи, рассмотренные выше, при правильном нх расчете позволя~ >т практически до нуля уменьшить динамические потери в транзисторе. Это значительно повышает надежность его работы, однако не )величнвает КПД ИУМ. Дль повышения КПД ИУМ необходимо использовать дополнительные схемотехнические решения, направленные на полезное использование энергии, накоплен. ной в,юполнительных реактивностях схемы. 124. Режимы импульснОГО РеГулиРОВАния мОщнОсти Каь наиболее типичный для работы ИУМ, рассмотрим случай импульсного регулиропгппгя моьцностн в )г(.-нагрузке. Для простоты будеч полагать, что постоянная времени (т(.-нагрузки т.= =Е,Ж. существенно больше периода коччутанни транзистора, т.
е. Т (12.21) Это позволяет счизать изменения тока индуктивностн (ь„практически линейнымн. а сами эти изменения существенно меньшимн среднего значения ее тока. На практике этп условия практически всегда выполняются, Коммутация )х-нагрузки является частныч случаем коммутации )г(.-нагрузки. При питании импульсного усилителя мощности от источника постоянного тока и безразрывной коммутации цепи нагрузки, напряжение на последней имеет прямоугольную фориу. При этом возможны три режима регулирования электрической мощности, называющиеся соответственно первый, второй н третий импульсные режимы, Общим для всех этих случаев, как отмечалось ранее, является регулирование мощности нагрузки измененнеч относительной длительности выходных импульсов, т. е.
изченениеч коэффициента заполнения К,. Первый импульсный режим. В первом импульсном режиме (1ИР) питание нагрузки осуществляется последователькостью однополярных прямоугольных нчпульсов неизменной амплитуды (рнс, 12.12). пав т» и„, тн Рнс. !232. Временные анаграммы напрягкеннк н тока нагрузкн в первом нмпуаьсном режкме Рнс. 1233. Временные днагрзммы наврямення н тока нагрузкн во втором нмпуаьсном режнме Этот режим используется, как правило, для регулирования мощности в нереверснвных /с/.-нагрузках (т. е. в нагрузках, для которых по условию работы направление протекания тока не должно изменяться), При этом нагрузка может содержать источник противоЭДС.
Средний ток нагрузки в этом режиме определяется выраже- нием /а = /таа (Ка (/е/(/а) (12.22) где (/е — протиаоЭДС в цеян нагрузки; /так=(аа//а» макснмаль ный установившийся ток нагрузки. Действующий ток нагрузки /в = Г „К, $I1+(Т/т„)з(1 К)./12. (! 2.23) Очевидно, что чем жестче выполняется условие (12.21), тем меньше пульсации тока в индуктивностн нагрузки и /, стремится к/о. Второй импульсный режим, Во втором импульсном режиме (2ИР) питание нагрузки осуществляется прямоугольным переменным напряженнем, причем импульсы чередующейся полярности следуют непрерывно друг за другом (рис. 12.13). Данный режим, как правило, применяется для регулирования мощности постоянного тока в реверсируемой /сЕ-нагрузке, как без, так и с протшюЭДС.
Для данного режима постоянная составляющая тока нагрузки определяется выражением / = /,„[(2К вЂ” 1) — Оа/и„], (12.24) а действующий ток нагрузки /„= У~,а1г'( К,— 1)з+ Тз (1 — К)а/Зтз, (12,25) Очевидно, что при одинаковых параметрах нагрузки пульсации тока в нндуктивности нагрузки для 2ИР больше, чем для !ИР. 456 Рнг. !ХНЬ Временные диаграммы неприменна нагрузки в третьем нмяульеаем режиме и» В этом случае также чем жестче выполняется неравенство (12.2!), тем ток э'„блнже к Уе.
Следует еще раз подчеркнуть, что в 2ИР, изменяя коэффнцнент заполнения, можно изменять не только уровень, но н направление протекання тока нагрузки. Третий импульсный режим. В третьем нмпульсном режиме (ЗИР) пнтакне нагрузки, как и в режнме 2ИР, осуществляется прямоугольным переменным напряженнем.
Однако в этом случае существуют интервалы, па которых напряженне нагрузкн равно нулю (рнс. 12,14). данный режим нмеет практическое значение прн Таэ Гнт и ьг„,= )0„з), т. е. для случая, когда постоянная составляющая напряжения нагрузки ранна нулю. Прн этом осуществляется регулнрованне мощности первой гармоннкн переменного напряжения. Рззложнв в ряд напряжение, форма которого показана на рнс. 12.!4, получим выражение для первой гармоннкн выходного напряження У э = (4цз1п(мкэУ2)1!я, (12.26) где К,= 21я!Т. В ЗИР частота первой гармоники напряжения н тока в нагрузке равна частоте следования импульсов питающего напряжения. Следует заметить, что регулнрованне переменного напряжения в )ть-нагрузке может быть достигнуто и прн использовании 1ИР нлн 2ИР.
Однако в этом случае необходимо, чтобы 1~7.„4Ет.. т. е. регулирование переменном составляющей достнгается соответствующнм изменением К,. $2.З. СХЕМЫ ТРАНЗИСТОРНЫХ ИМПУЛЬСНЫХ УСИЛИТЕЛЕЙ МОЩНОСТИ Реалнзацня различных нмпульсных режимов регулнровання мощности требует вполне определенной структуры выходного каскада ИУ)т(, Прячем эта структура не завнснт нн от типа нспользуемых управляемых полупроводннковых приборов, нн от способа управления этими приборами. Практическое значенне имеют тря 4ар основные схемы выходных каскадов импульсных усилятелей мощнасти.
В своей основе онн являются реалнзацней рассмотренной в гл. Ю последовательно-параллельной СК. Схема с замыкающнм днодом. Фактически с данной схемой мы уже познакомнлнсь прн рассмотрении процессов коммутацнн Ж-нагрузки. Это — простейшая нереверснвная схема, осуществляющая на интервале включенного состояння транзисторного ключа подключенне нагрузки к источнику питания У„ н шунтирование ее днодом на интервале его выключенного состоянпя (см. рнс. 12.7). В схеме может быть реалнзована только 1ИР регулирования мощности.
Схема с включающим н замыкающнм транзисторамн, Данная схема содержит два последовательно включенных между выводамн нсточника питания снловых ключа — транзисторы УТ1 н УТ2. Каждый из транзисторов шунтнрован обратным диодом П)! н И)2 (рис. 12.15).
![](https://s.studizba.com/z.php?f=/templates/si/i/noavatar.png&w=100&h=100&t=1"){kind=avatar}
