Фомин Н.Н., Буга Н.Н., Головин О.В. и др. Радиоприемные устройства. Под ред. Н.Н.Фомина (2007) (1095358), страница 74
Текст из файла (страница 74)
Коэффициенты модели приведены в !5!. Для ПКП, образуемых второй и третьей гармониками сигнала, значения А„следует увеличить на 15 и 20 дБ соответственно; при преобразовании частоты на гармониках гетеродина этого делать не следует. В работах по ЭМС используется также эмпирическое выражение длЯ оценки воспРиимчивости !15): Ч',= 24 + 2018 П вЂ” 1О 18 Ях— — 10 18 Р„„,, где П вЂ” полоса пропускания УПЧ, Гц; 71х — активное сопротивление антенны, Ом; Рм, р пороговая чувствительность в антенне, дБмВт. Для эксплуатационной характеристики РПрУ диапазон значении Р, иногда условно делят на области невосприимчивости (60...80 дБмВт), относительной невосприимчивое~и (81...110), слабой восприимчивости (111...140), средней восприимчивости (141...170), высокой восприимчивости (171...200). Способы ослабления сосредоточенных помех в радиоприемниках.
Для ослабления действия станционных помех в РПрУ применяются защитные устройства в ВЦ, селекция сигналов, оптимальная фильтрация, интегральный прием, порогопони>кающие способы приема сигналов с угловой модуляцией, предыскажение сигналов, малоинерционная АРУ, компенсация помех, робастные алгоритмы обработки сигналов. При расположении РПрУ вблизи мощного источника помех наводимая в антенне ЭДС может достигать 100 В и более, что может привести к повреждению усилительных приборов УРЧ, Для предотвращения этого на входе устанавливаются пороговые реле, режекторные фильтры, электрически регулируемые атгенюаторы.
Такие аттенюаторы, управляемые пороговой системой АРУ, снижают уровень входных сигналов на 10...40 дБ ступенями обычно по 10 дБ и позволяют не только предотвратить повреждение усилительных приборов, но и расширить ДД по соседнему каналу. Пространственная н поляризационная селекция сигналов технически наиболее просто осуществима в ВЧ вЂ” ГВЧ диапазонах. В диапазонах ОНЧ вЂ” ВЧ реализация регулируемой диаграммы направленности технически затруднительна, и, кроме того, на этих частотах проявляется деполяризация радиоволн магнитным полем Земли и водными образованиями атмосферы.
Частотная селекция требует высокой избирательности трактов радио- и промежуточной частоты. Так, криогенные преселекторы ВЧ диапазона обладают добротностью (3...6) 10', что при относительной расстройкс от несущей частоты на 1',4 позволяет ослабить помехи на 50 . 70 дБ. электромагнитные помехи е радиоприемных устройствах 377 Эффективным средством борьбы с сосредоточенными помехами служит оптимальная фильтрация. В зависимости от того, линейной или нелинейной функцией сообщения ) (г) является сигнал к[О ) (у)], оптимальные фильтры могут принадлежать к классу линейных или нелинейных. Структура фильтра может быть синтезирована на основе марковской или гауссовской людели получения текущей оценки ).(у) на выходе фильтра, а также формирования оценки «в целом».
Марковская модель применима для негауссовских сигналов и помех, что о~нечаст большинству реальных ситуаций. Гауссовскую модель целесообразно использовать в случаях высокоточных измерений параметров сигналов при гауссовских помехах. Модель с оценкой «в целом» базируется на гауссовости сообщения Ц~) и приводит к следящему фильтру с дискретными звеньями. Несмотря на различие методических подходов, сложность реализации оптимальных фильтров во всех случаях примерно одинакова (131. Амплитудно-частотная характеристика оптимального фильтра при белых гауссовских шумах должна быть согласована (комплексно сопряжена) со спектром сигнала.
Такой фильтр обеспечивает на выходе максимальное превышение сигнала Ь, „,„,= =Р,Ты(к . Условие физической осуществимости согласованного фильтра заключается в том, что его импульсная функция Ья(г), определяющая по Лапласу передаточную функцию Кя(р) = ~Ь,,(г) ехр(-р~)й, может отличаться от нуля только при у > 0 и, кроме того, должна быстро, не медленнее ехр(-г'), стремиться к нулю при г — а о. Это затрудняет реализацию согласованного фильтра для сигналов сложной формы. Поэтому на практике используют квазисогласованные фильтры (КСФ), полоса пропускания которых П,в для сигналов различной формы удовлетворяет соотношению П„+Т,= = 0,4...1,37. Такие фильтры обеспечивают несколько меньшее превышение сигнала на выходе, чем согласованные фильтры.
Так, при длительных (Т„»Т) и кратковременных (Т.< Т) сосредоточенных помехах величина превышения 171 Ькое = 0 82Ь"., Ькксе = 0 82Ь,'„, /11 — ехр ( — 2,6г)г)), (8.3) где параметр ггг = Т„7Т,. Интегральный прием может осуществляться в тракте как УПЧ, так и усиления видеочастоты. В первом случае в качестве интегрирующих фильтров обычно используются АС-контуры с параллельным (интегрирование по напряжению) или последова- 378 гллвл в тельным (интегрирование по току) включением. Додетекторное интегрирование более эффективно, так как позволяет увеличить отношение сигнал/помеха на входе детектора. Центральной задачей интегрального приема является обеспечение синхронной передачи гасящих импульсов (ГИ) в момент окончания сигнала.
Периодическая коммугация интегрирующего контура приводит к тому, что его частотная избирательность определяется динамической полосой пропускания П„отличающейся от статической полосы при некоммутируемом режиме работы. Например, для интегратора на одиночном резонансном контуре П,= = Г1„~сбз (П,еТ), где П,ь=!,57 Паз — эффективная полоса пропускания контура, определяемая полосой на уровне 0,7.
При этом превышение сигнала на выходе интегратора Ь,„=«„л„„, где «„= = бз(П ьТ)/П,вТ,. — коэффициент энергетической эффективности интегратора. Так, при П Т, = 0,2 и 0,6 имеем «„= 0,99 и 0,9. Следовательно, такой интегратор при П,ь =1/5Т, практически реализует предельное превышение сигнала и с этой точки зрения эквивалентен оптимальному согласованному фильтру; при П,е<1/2Т, превышение сигнала отличается от предельного значения не более чем на 10;4. Помехоустойчивость интегрального приема при сосредоточенных помехах зависит от их длительности. Длительную помеху (Т„»Т) можно представить в виде и„(/) = Г/„,„з(п (аз,+Лир) /= =А(Лез„; /) гйп сэ,/+ С(Лсо„; /) сов ьз,«где функции А() = (/„„, соз Лсо,/; С() = Г/.
гйп Лез,д Лы, — угловая расстройка помехи относительно частоты сигнала. Тогда амплитуда помехи на выходе интегратора в момент ~ = Т, Г/„„„,(/)/ ) = Г/„„Т,гйп(к(э)РТ)/к/э)РТ,. На частоте сигнала (/1/;= О) имеем Г/,„(О) = Г/, Т„что обусловлено линейностью процесса интегрирования. Так как в момент / =Т, амплитуда сигнала на выходе интегратора Г/, = 1/, Т„то превышение сигнала, реализуемое интегратором л,„= Ь,',„„„. Таким образом, при длительных сосредоточенных помехах интегральный прием дает выигрыш по сравнению с КСФ в 1,22 раза. При кратковременных сосредоточенных помехах (Т„< Т) средняя по ансамблю мощность помех на выходе интегратора Р„„= 2~(/„„,Т,(з(п (кЦ„Т„)/кЬГ,Т.~7 г/(Ы~,). о При этом превышение сигнала Ь,'„=дгЬ,',„.
Из (8.3) видно, что коэффициент «„=1,22(1 — ехр( — 2,бдг)]/дг. При дг=1 коэффициент «„=1,74, а при помехах очень малой длительности «„-+7,9. Учитывая, что возможны значения дг><1, для каналов с постоянными параметрами можно считать реальными значения «„=1,2...3; Электромагнитные помехи в радиоприемных устройствах 379 ш го зо 4о ь,'„ав Рис. вл в каналах с замираниями эффективность интегрального приема возрастает. бо Прием ЧМ сигналов при наличии помех сопровождается пороговым эффектом. Типичная зависимость изменения превышения сигнала Ь,г на выходе демодулятора от вход- > ного значения Ь„и индекса модуляции т„ г показана на рис. 8.1. Образование пороговой области вызвано тем, что слабые помехи вызывают незначительные флуктуации мгновенной частоты суммарного колебания относительно промежуточной частоты; при интенсивных помехах фазовая ошибка может достигать большой величины, и на выходе демодулятора появится короткий выброс напряжения мгновенной частоты с равномерным спектром, что вызывает при малом значении Ь„рост спектральной плотности помех в низкочастотной области.
Искривление характеристик происходит плавно, и в пороговой области для больших >пт крутизна спада составляет примерно ехр(-гг'„) и далее наблюдается г г г зависимость Ь„мт„(/г„), что свидетельствует о подавлении сигнала помехой в подпороговой области. Так, при >ли=10 изменение Ь'„в пределах 20...10 дБ вызывает уменьшение Ь'„на 40 дБ. Удовлетворительные для практики результаты дает оценка порогового превышения Ь',.„= 4 4- 4,7618(П/2Г„), где П вЂ” полоса пропускания УПЧ; Ä— верхняя частота модулирующего сигнала. Пороговый эффект наиболее опасен в радиолиниях с низким энергетическим потенциалом при замираниях сигналов.
![](https://s.studizba.com/z.php?f=/templates/si/i/noavatar.png&w=100&h=100&t=1"){kind=avatar}
