Фомин Н.Н., Буга Н.Н., Головин О.В. и др. Радиоприемные устройства. Под ред. Н.Н.Фомина (2007) (1095358), страница 15
Текст из файла (страница 15)
3.2 приведена схема двойной автотрансформаторной связи контура 1тС„с транзисторами при коэффициентах трансформации пг и п. Напря>кение питания на коллектор подано через развязывающий фильтр Я,С> и часть витков ка~ушки индуктивности контура 7.ь Режим по глава з 76 Рис, 3.2 вис. з.з постоянному току и температурная стабилизация обеспечиваются с помощью резисторов Аг-Ль Емкость С, устраняет ООС по переменному току.
Разделительный конденсатор С, предотвращает попадание питающего напряжения коллектора в цепь базы. В усили~еле. схема которого показана на рис. 3.3, контур имеет трансформаторную связь с коллектором транзистора данного каскада и автотрансформаторную с входом следующего. Трансформаторная связь конструктивно более удобна.
3.3. АНАЛИЗ ОБОБЩЕННОЙ ЭКВИВАЛЕНТНОЙ СХЕМЫ РЕЗОНАНСНОГО УСИЛИТЕЛЯ В режиме малых сигналов УП (транзистор, ИМС) можно представить активным линейным четырехполюсником, описываемым системой уравнений (2.23) для У-параметров. Полная эквивалентная схема усилителя содер;кит также источник сигнала и нагрузку (рис. 3.4), которые описываются уравнениями Т,=2,-Ы)н (3.! ) Усилители радиосигналов 77 Рис. 3.4 где (3.3) 1 =- Ут!ггг = (У, -г и Уе)/пг — суммарная проводимость контура и нагрузки, пересчитанная к выходу четырехполюсника (точкам 2 — 2).
В (3.2) знак «минуся появляется вследствие того, что падение напряжения на нагрузке четырехполюсника (в точках 2-2) от тока /з противоположно напряжению (/з. На схеме показано неполное включение контура. Коэффициенты включения (3.4) и = УЛ/; и = (/,/(/. Определим основные характеристики усилителя. Коэффициент усиления каскада с учетом (3.4) (3.5) Отношение (/, г'(/т найдем из второго уравнения четырехполюсника (2.23), подставив в него /. из уравнения нагрузки (3.2): -(/, У1 = Ум (/, + Узз(Уз.
О~сюда (УЦ =-- У„)(узз+ У'). 11ослс подстановки (З.б) в (3.5) получаем К=-— (3.7) пг У,„+У. Учитывая (3.3), коэффициент усиления (3.7) можно записать в виде (3.8) К= — гппУ, г'У, = — лпгУг,Я,г(1 +)с), У,= У~+ пг"Угп= Ут+т У,. Ь и У„= Сг,(1+Д); (3.9) где Сг, = 1И, = бе + пг бзз + и бе. (3.10) Сопоставляя выражения (3.8) и (2.12), видим, что они отличаются только знаком и значением проводимости: в (3.8) вместо 1/24 входит 1'л гллвА з 78 Поэтому многие выводы, сделанные для ВЦ на основании (2.12), будут действительны и для усилителей.
Модуль коэффициента усиления из (3.8) К=тп ~ 1',~Я,!з/1~-~'. (3.11) Принимая г, = О, находим резонансный коэффициент усиления К =тп!1хзт!Д, =, . (3.12) п1и/) пя/ С.+т Си+и С„ Поскольку К, зависю. ог коэффициентов >и и и двояко, должны существовать оптимальные значения ~и и и, при которых К, будет максимальным. Найдем их при условии ограничения полного затухания контура. Если 13 = и', й(, = 6, !С„то с учетом (3. 1О) 6,=1)6„.= ГС + 6,+6, (3.13) При этом согласно (3.12) коэффициент усиления К,= »! У„,11)36„.. (3.14) Из (3.13) найдем коэффициент т и, подставив его в (3.14), получим (3.15) Исследуем (3.15) на экстремум. Для этого решим относительно п уравнение пКоlс(и = О.
Убеждаемся, что коэффициент усиления будет максимальным при (3.1б) Из (3.13) с учетом (3.1б) (3.17) Подставив (3.!б) и (3.17) в 13.14), найдем максимальный коэффициент усиления: (3.18) Из (3.1б) и (3.17) видим, что резонансный коэффициен~ усиления максимален при одинаковом шунтировании контура со стороны выхода УЭ и со стороны нагрузки. т.е. при т С:. = и С„= Уснлнтвли радиосигналов 79 =(23 — 1) сэ,/2.
При малом собственном (конструктивном) затухании контура, т.е. при Й»1, усиление достигает предельного для данного УЭ значения Кодрдд ~ 1 210 ~' 2тЯн~22 ' Уравнение (3.19) отличается от уравнения резонансной кривой одиночного контура зависимостью от расстройки коэффициентов пг, л и проводимости ( Хз, ! (крутизны) Уэ. при малых расстройках можно пренебречь изменением коэффициентов и, л и ~ т*,Г т д (>39) у дд=~~ ~2ДГЦ Д Г.
о д пропускания усилителя при заданной неравномерности 7 п,=ад, 'олэ-ь При 7=0,707 По,т=(ог7м Фазочастотная характеристика усилителя с уче~ом определений у-параметров имеет вид — срт = агс1я с + агс18 о>тз, (3.20) Определим входную проводимость усилителя (в точках 1 — 1 на рис. 3.4). Из первого уравнения четырехполюсника (2.3) Х„д=уц =Хм ьХ„и,1ц. Подставляя в (3.21) значение (22 (Ц, из (З.б), находим Хдд = Хн — Х|>Х211(Х>2 ч уз). (3.21) (3.22) Учитывая (3.5) и (3.8), выражение (3.21) можно представить также в виде 1;, = Хн ч- Ун (>пйг) К = Ун — лг ХнХ ~!Х,. (3.23) В обпгсм случае коэффнпнс~тм гл н и могут зависеть о~ расс>ройки С, как н а С2.15] Если же конструктивное затухание контура велико и близко к эквивалентному, заданному из условия получения требуемой избирательности, то усиление получается малым, т.е.
при 2) — > 0 Ко-+ О. Ясно, что в общем случае нужно стремиться выполнять контур с возможно меньшим собственным затуханием. Формулы (3.11) и (3.12) позволяют вывести уравнение резонансной кривой усилителя: Ко 1 гл(соо)л(гоа)( 1 2|0 ) 2 э(! + Р,, (3.19) К(го) у т(и) п(о>) ! Уз, ! ГЛАВА З 80 В (3.21) — (3.23) второе слагаемое обусловлено проводимостью Х„внутренней ОС АЭ. Аналогично выходная проводимость АЭ (в точках 2 — 2) У„и„= 1> — Х|.Х. ~ !(Х~ ~ + Х,) (3.24) Из (3.22)-(3.24) видно. что из-за внугреннсй ОС.
обусловленной проводимостью у„, входная проводимость зависит от проводимости нагрузки, а выходная — от проводимости источника сипсала. 3.4. ВЛИЯНИЕ ВНУТРЕННЕЙ ОБРАТНОЙ СВЯЗИ НА СВОЙСТВА РЕЗОНАНСНОГО УСИЛИТЕЛЯ Обратная связь в уси;ппепях возможна через обшие цепи питания, внешние элементы схемы. проводимость внутренней ОС АЭ. Первые два вида ОС в принципе могут быть устранены рациональным построением схемы и конструкцией усилителя. Рассмотрим влияс~ие в~сугрев>сей ОС. Такая ОС в усилителе обусловлена обратпсой проводимостью 1', .
Например. в усилителе на Г1Т с ОИ опа определяется проходной емкостью С,>= С„. В усилителе на ЬТ Х, является комплексной величиной: ~лп -Х, — -6 + 1соСп =~ 1',>~с (3.26) со,> =- агссй (с>С„!6, ) = атоса сот, . (3.27) Через внутреннюю ОС создаются паразигныс влияния выходного контура усилителя на входной. На рис. 3.5 для наглялности элементы проводилсости внутренней ОС Ссп и С,. показаны вынесенными за пределы АЭ. Проводимость ОС Х,> создает на входе усилителя ток Г; что эквивалентно возникновению входной проводимости Х„,ос, обу.
словленной внутренней ОС, которую называют входной динамической проводимостью. Из (3.23) Рис. 3.$ Усилители радиосигналов 81 Х..ос = — т ХнХ>с ХУ, = — п>,Х>У>»Я,>/(!+!с). (3.28) Подставим в (3.28) выражения для Хн и Ум из системы У-параметров БТ и (3.25): Х„,ос = и А,> ~Х, Хм ~с ~(1+)Р). (3.29) Здесь ср = ср„+ ср„= аю18 о>( сн — т„) (3.30) ! во> т„т„ — аргумен~ произведения Х, У,, В (3.30) ср„и ср>1 определяются выражениями (3.27) и из системы У-параметров БТ.
Применив формулу Эйлера, после соответствующих преобразований в (3.29) получим !+г; 1ч= С„, ог >-)В„„с. (3.31) Из (3.31) видно, что входная динамическая проводимость со- держит активную и реактивную составляющие. Каждая из них может быть разложена на две составляющие, которые по-разному зависят от расстройки выходного контура: 6 н» с>с' пс>Р» ~ Хн»Х> ~ ~ сов ср» (1 +," ), 6 „ос = т. Р„! ХнХ>, 1 г, гйп сР!(1 + гз), Вы»ос = соСьв ос = с>с»В»> ~ 1 ау»~ ! в(п срс(! + с ), В> ° ос = с>С ° ос = т:А»> ! Х~>Хл ! г, сов с(ьс(1+,", ). (3.32) Характер зависимостей 6„ос=Я~) н С„,ос=Де) (3.32) показан на рис.
3.6. Эти составляющие входной динамической проводимости шунтируют входной контур (см. рис, 3.5), что приводит к излсененисо формы его Ас!Х. В усилителе на ПТ Сч>= О, т, =со, т, = О, значение крутизны б>, — действительная величина, ср = я»2, поэтому, (7ы, ос= О, В „,сх --0 и остаются только две проводимости, обусловленные си>личном Сд'. 6>„,, -= с".-Влсос, 6 8!(1 ' 8)' = о>С~ „„ос = о>С~ а»ссс Я еб Л1 + с» ). Рассмотрим сначала влияние этих проводимостей на форму резонансной кривой контура на входе усилителя. Будем считать.
что он ~>астрос>~ на ту же частоту, что и выходной контур. Если бы нсе составляющие входной динамической проводимости не зави- гплвл з 82 о 6> Рис. 3.6 сели от частоты, то резонансная кривая входного контура имела бы внд, показанный на рис.
3.7 сплошной линией. В действительности б>,„ос и Ви,ос изменяются с частотой. На частотах ниже резонансной б>,„ог отрицательна и поэтому вызывает подъем усиления (штриховая линия на рис. 3.7). Это можно объяснить следующим образом. На частотах ниже о>с резонансный выходной контур имеет индуктивное сопротивление.
Поэтому напряжение Д> (см. рис. 3.5) опере>кает ток 7> на угол, близкий к 90' (рис. 3.8). Под действием этого напря>кения через С,з протекает ток 1, опережающий напря>кение еще на 90'. Так как ток Ь синфазен с входным напряжением Дн сдвиг фаз между У, и бравен 180', что эквивалентно отрицательной входной проводимости. Она компенсирует потери входного контура, вызывая увеличение напря>кения, т.е. в усилителе возникает ПОС. На частотах выше резонансной проводимость б>„,ос положительна. Она вносит во входной контур дополнительные потери, приводя к уменьшению усиления„т.е.
имеет место ООС. 0 Рис. 3.7 Рис. З.В 83 Усилители радиосигналов Рис. ЗЛО Рис. 3.9 Влияние бьиос на форму резонансной кривой входного контура проявляется в том, что при пониягении частоты полная емкость контура улгеньгпается, а его резонансная частота увеличивается. Фактическая расс~ройка больше той, на которую понижена частота. Поэтому спад усиления более резок !штриховая линия слева от оси ординат на рис. 3.9). При повышении частоты полная емкость контура уменьшается и резонансная частота контура увеличивается. Контур как бы частично подстраивается под изменяющуюся частоту. В результате фактическая расстройка уменьшается, усиление оказывается больше, чем при отсугствии ОС (штриховая линия справа от оси ординат на рис.
![](https://s.studizba.com/z.php?f=/templates/si/i/noavatar.png&w=100&h=100&t=1"){kind=avatar}
